Caratterizzazione e risoluzione dei problemi di EMI auto-generata per dispositivi Wireless e IoT - AltiumLive 2022

Kenneth Wyatt
|  Creato: February 3, 2022  |  Aggiornato: April 19, 2022

Capita spesso di trovare più fonti di energia integrate che causano EMI su dispositivi portatili, mobili e IoT odierni. Le EMI provenienti da queste fonti di energia si possono accoppiare, interferendo con le prestazioni di ricezione di cellulari, GPS e altri moduli wireless. Questa diretta illustrerà dei metodi per identificare, caratterizzare e ridurre l'accoppiamento proveniente da queste fonti di energia. Progetta i tuoi PCB con la versione di prova gratuita di Altium Designer!

Temi trattati:

  • Problemi che si presentano con le EMI auto-generate nei prodotti cellulari e wireless;
  • Processo in tre fasi per la risoluzione dei problemi legati alle EMI auto-generate;
  • Differenze fra EMI a banda stretta e a banda larga;
  • Come progettare la miglior scheda possibile con il giusto stack-up PCB e il corretto partizionamento;
  • L'importanza del percorso delle correnti di conduzione di ritorno.

Risorse aggiuntive:

Trascrizione:

Kenneth Wyatt:
Salve, sono Kenneth Wyatt, consulente EMC con sede in Colorado. Oggi parlerò del mio metodo per caratterizzare e risolvere i problemi legati alle EMI auto-generate per i prodotti wireless e IoT. Vorrei ringraziare Altium per avermi invitato ad AltiumLive 2022 CONNECT. Mi presento brevemente. Ho scritto e sono coautore di diversi libri sulla risoluzione dei problemi EMC e sui relativi test, oltre ad aver pubblicato diversi articoli su questo argomento per EDN, Signal Integrity Journal e Interference Technology. La mia ultima pubblicazione si intitola EMC Troubleshooting Trilogy ed è disponibile su Amazon. Se volete saperne di più, il secondo volume della trilogia sulle emissioni ha un intero capitolo dedicato alle auto interferenze wireless.

Kenneth Wyatt:
Perché le EMI auto-generate rappresentano un problema per i prodotti wireless e cellulari? Le auto interferenze o le interferenze provenienti dalla piattaforma sono una delle maggiori sfide che i progettisti di dispositivi wireless o IoT devono affrontare al giorno d'oggi. Ad esempio, Apple ha decine di ingegneri dedicati alla risoluzione dei problemi di auto-interferenze dei dispositivi wireless verso i moduli ricevitori. Le tre principali fonti dell'EMC auto-generata includono i clock di sistema, i convertitori DC-DC e il rumore del bus digitale, con i convertitori DC-DC solitamente come fonte dominante. Molte aziende incorporano tecnologie LTE cellulari nei loro prodotti. I fornitori di cellulari, prima che un prodotto sia accettato sul loro sistema, richiedono una certa sensibilità del ricevitore denominata sensibilità isotropica totale o TIS. Le EMI auto-generate possono accoppiarsi a ricevitori sensibili e ridurre la sensibilità al punto da far fallire il test TIS. Il TIS minimo è di circa -99 dBm e dipende anche dall'efficienza dell'antenna. Ho aggiunto un paio di link per ulteriori informazioni su questo test.

Kenneth Wyatt:
Esistono quattro possibili percorsi di accoppiamento per dispositivi wireless o IoT: irradiati da cavi, condotti attraverso cavi o tracce, o capacitivi e conduttivi, i quali sono solitamente accoppiamenti parassitici. Ecco un diagramma che indica tutti e quattro questi percorsi di accoppiamento. Poiché la maggior parte dei prodotti wireless portatili non dispone dei cavi, gli ultimi tre accoppiamenti (conduttivi, capacitivi e induttivi) sono in genere interni alla scheda. Parleremo in seguito della progettazione della scheda in modo molto più dettagliato.

Kenneth Wyatt:
Nel corso degli anni, ho sviluppato un semplice processo in tre fasi per la risoluzione dei problemi delle EMI auto-generate. Sebbene sia originariamente sviluppata per valutare le emissioni irradiate, la stessa tecnica può essere utilizzata per caratterizzare le EMI auto-generate. Il primo passo consiste nell'utilizzare sonde di campo vicino per identificare le fonti di energia armonica ad alta frequenza sulla scheda e per registrare le caratteristiche di emissione. Il secondo passo consiste nell'utilizzare una sonda di corrente RF per misurare le correnti dei cavi di sistema, se utilizzati. I cavi sono ben noti per fungere da antenne trasmittenti e irradiano energia armonica. Registriamo le stesse caratteristiche di emissione. Il terzo passo consiste nell'utilizzare un'antenna vicina per determinare l'energia armonica effettiva che viene irradiata dalla scheda o dai cavi. Di solito inizio partendo da 10 a 1500 megahertz per trovare interferenze nelle normali bande cellulari o GPS. Prenderemo brevemente in esame ciascuno di questi passaggi.

Kenneth Wyatt:
Il primo passo consiste nell'utilizzare una sonda H-Field di medie dimensioni per identificare le principali fonti di energia e catturarne le caratteristiche armoniche. Quando si caratterizza l'auto-interferenza, preferisco iniziare con un'analisi da 10 a 1500 megahertz per avere una visione d'insieme. La verifica con una sonda di campo vicino rivelerà quali fonti di energia sulla scheda potrebbero produrre EMI nelle bande wireless GPS e cellulari. Nell'esempio, vediamo una combinazione di armoniche del clock Ethernet a banda larga, insieme alle EMI a banda larga di un convertitore DC-DC.

Kenneth Wyatt:
Generalmente si vedono due forme di EMI: a banda stretta e a banda larga. Le EMI a banda stretta sono rappresentate da una serie di picchi stretti armonicamente correlati ed sono in gran parte dovute ai clock di sistema, in questo caso generati dal clock Ethernet. Le EMI a banda larga appaiono più come un aumento del rumore complessivo ed sono composte da una serie di armoniche di commutazione così ravvicinate da risultare indistinguibili, insieme a qualche ampio picco risonante. Quando si utilizza la tipica larghezza di banda di risoluzione da 120 kilohertz come specificato dallo standard di misurazione, le EMI a banda larga vengono solitamente generate dall'attività del bus dati o dai convertitori DC-DC. Solitamente queste sono la fonte principale dell'interferenza del ricevitore.

Kenneth Wyatt:
In seguito, parlerò di una specifica banda di downlink del ricevitore cellulare, in questo caso la banda AT&T 5 da 840 a 860 megahertz. La traccia gialla è il rumore di fondo del sistema, mentre le tracce verdi e viola sono le misurazioni di due convertitori DC-DC. Un convertitore è 25 dB al di sopra della soglia del rumore e, in base alla mia esperienza, se si dovesse accoppiare al ricevitore cellulare, fallirebbe il test di sensibilità TIS. La fase due prevede la misurazione di qualsiasi corrente armonica accoppiata ad alta frequenza sui cavi utilizzando la sonda di corrente RF. Se il vostro dispositivo IoT include cavi IO o di alimentazione, questi possono facilmente irradiare campi armonici direttamente nelle antenne. Sto osservando le stesse bande di frequenza ampie o strette, come quando si utilizza la sonda di campo vicino.

Kenneth Wyatt:
Una volta caratterizzate le potenziali emissioni provenienti dal campo vicino e dalla sonda di corrente, il passaggio tre prevede l'utilizzo di semplici antenne chiuse per verificare se i campi armonici stanno irradiando o meno. Potrebbe essere necessario posizionare l'antenna molto vicino per recepire le armoniche più deboli. Vi mostrerò un esempio di questo più avanti. Kent Electronics è un fornitore di antenne a banda larga per schede semplici ed economiche. Nel link, troverete un articolo su come creare un adattatore in PVC per collegare l'antenna a un treppiede da tavolo. Nella misurazione di innumerevoli dispositivi wireless, le EMI auto-generate sono dovute in gran parte ai convertitori DC-DC. La maggior parte dei circuiti di conversione DC-DC odierni può produrre una quantità relativamente elevata di EMI a banda larga.

Kenneth Wyatt:
Perché i convertitori da DC a DC sono così rumorosi? Se la frequenza di commutazione di questi convertitori è piuttosto bassa, compresa nell'intervallo da uno a tre megahertz, i tempi di salita si collocano nell'intervallo dei nanosecondi e possono creare delle EMI ben al di sopra di 1,5 gigahertz. Se questi circuiti si trovano troppo vicini o si accoppiano a moduli RF o antenne, possono influire sulle prestazioni ricevute. In questo esempio daremo un'occhiata a un tipico convertitore Buck. Quando S1 è chiuso e S2 aperto, la corrente CA passa nel circuito rosso. Quando S1 è aperto e S2 chiuso, la corrente CA passa nel circuito blu. Si noti che il circuito verde è composto dal un condensatore in ingresso e che i due interruttori sono alimentati a corrente alternata per ogni ciclo. Pertanto, dobbiamo ridurre al minimo questa area del circuito per limitare le EMI, altrimenti queste si irradieranno come un'antenna.

Kenneth Wyatt:
Nel layout di esempio a destra, il circuito "caldo" visualizzato in verde viene ridotto per dimensioni e area. Questo è un buon layout. Una tecnica che uso per caratterizzare le proprietà EMI dei convertitori DC-DC consiste nel misurare ciascun induttore commutato con una sonda H-Field di medie dimensioni. Il vantaggio di questo metodo è che le misurazioni possono essere effettuate con una sonda oscilloscopio senza causare cortocircuiti. La chiamo sonda non invasiva. L'orientamento adeguato della sonda al fine di ottenere l'accoppiamento migliore consiste nel posizionarla piatta su ogni induttore di commutazione. In questo modo si abbinerà la maggior parte delle linee del flusso.

Kenneth Wyatt:
Facendo riferimento allo schema circuitale, è interessante misurare la forma d'onda di tensione VL attraverso l'induttore L. Si verificherà un'induttanza reciproca accoppiata sconosciuta M tra l'induttore commutato e la sonda H-Field. Sappiamo che l'attuale IL attraverso l'induttore è mostrato nell'equazione superiore, 1/L integrale VL dt. Il vout alla porta della sonda sarà uguale a M volte la derivata di IL o M divisa per L moltiplicato VL. In altre parole, il vout è proporzionale a VL, la tensione dell'induttore. A partire da questo dato, possiamo registrare tutte le caratteristiche EMI importanti della forma d'onda commutata, come vedremo nella prossima diapositiva. La larghezza di banda della sonda è sufficiente a non influire sui valori misurati.

Kenneth Wyatt:
Qui vediamo il confronto tra la misurazione con la sonda di campo H sulla traccia superiore rispetto alla misurazione con una sonda ad alta frequenza attiva dell'oscilloscopio sulla traccia inferiore, che è collegata direttamente allo switch node. Oltre all'ampiezza dell'impulso, tutte le altre caratteristiche relative alle EMI sono identiche. Questo è il tempo di salita, l'ampiezza dell'impulso, il periodo e la frequenza dell'anello. Le due misure EMI più importanti sono i tempi di salita e discesa e la frequenza dell'anello. L'uso di questa tecnica non invasiva previene eventuali passi falsi nell'utilizzo delle sonde oscilloscopio e velocizza l'analisi e la caratterizzazione dei convertitori.

Kenneth Wyatt:
A quanto pare l'oscillazione ha un effetto notevole sullo spettro delle emissioni. Ciò si verifica spesso con alimentatori in modalità commutata come verrà mostrato nelle due diapositive successive. La frequenza dell'anello produrrà un picco risonante corrispondente nello spettro di emissione di un prodotto. L'oscillazione è dovuta all'induttanza e alle capacità parassite nei circuiti d'alimentazione in modalità commutata. Questo picco residente può spesso accentuare le EMI accoppiate nelle varie bande wireless e LTE cellulare. Qui stiamo misurando la forma d'onda commutata da un convertitore Buck DC-DC da un megahertz utilizzando un dispositivo interruttore al nitruro di gallio. Stiamo utilizzando un oscilloscopio Rohde & Schwarz RTE 1104 con una sonda attiva RT-ZS10 da 1,5 Gigahertz per effettuare la misurazione.

Kenneth Wyatt:
È possibile osservare la grande onda dell'anello con una frequenza di circa 217 megahertz. Ecco un primo piano della frequenza dell'anello assieme a uno spettro delle emissioni risultanti. Misurando la corrente di ingresso dell'alimentatore con una sonda di corrente, notiamo un picco di frequenza dell'anello di 217 megahertz nella traccia verde. Misurando la corrente di uscita dell'alimentatore, osserviamo picchi sia ai fondamentali 217 megahertz sia alla seconda armonica di 434 megahertz, nonché alle armoniche più alte che si estendono nelle rispettive bande LTE cellulari. Prestate attenzione allo spettro di emissioni a banda molto larga proveniente dall'alimentatore a commutazione a un megahertz. Questo è un aspetto tipico dei convertitori di commutazione presenti sulle schede di oggi.

Kenneth Wyatt:
Ho acquisito di recente un sistema EMScanner da Y.T.C. Technologies. Lo scanner include una serie di minuscoli anelli di campo H all'interno della scheda del sensore. Posizionando una scheda sull'array verrà tracciata una mappa termica dei campi elettromagnetici. Sto iniziando a usarlo per valutare i campi attorno alla scheda e ai cavi collegati. Finora i risultati sembrano promettenti ed è uno strumento aggiuntivo di risoluzione dei problemi che aiuta a mappare gli hotspot sulle schede wireless. Quindi, sapendo che i convertitori DC-DC utilizzati sui processori integrati di oggi sono una fonte dominante di potenziali interferenze con i ricevitori sensibili sulla scheda, esaminiamo le 10 modalità principali per ridurre le EMI del convertitore DC-DC.

Kenneth Wyatt:
Primo suggerimento: fate in modo che lo stack-up della scheda sia corretto. Ci sono due regole molto importanti per la progettazione delle schede e i progetti tipicamente usati dieci anni fa non sono stati in grado di seguirle. Oltre i 100 kilohertz tutti i transitori di segnale e di potenza si propagano come onde elettromagnetiche all'interno dello spazio dielettrico tra la traccia e il piano di ritorno. La regola numero uno è che tutte le tracce di segnale e i piani o le tracce di alimentazione devono avere un solido piano di ritorno adiacente per vincolare l'onda elettromagnetica. La regola numero due è che tutti i piani di potenza o le tracce devono avere un piano di ritorno solido adiacente per legare eventuali onde elettromagnetiche transitorie. Un terzo punto è assicurarsi che tutti i segnali critici abbiano un percorso di ritorno alla sorgente definito. Per esempio quando si passano segnali dall'alto verso il basso sulla scheda. Si noti che, per segnali misti critici e progettazioni wireless, questo preclude l'utilizzo del piano di alimentazione come percorso di ritorno, tranne in rare occasioni. Queste regole determineranno la progettazione dello stack-up. Per maggiori dettagli, potete consultare gli articoli che vi ho proposto nelle risorse aggiuntive.

Kenneth Wyatt:
Esaminiamo innanzitutto il percorso delle correnti di conduzione di ritorno, poiché questo è il motivo principale per cui il partizionamento delle funzioni del circuito è così importante. Ecco una simulazione di questo concetto con una conduzione di ritorno in verde. Nell'esempio a bassa frequenza di un kilohertz a sinistra, vediamo che la corrente di ritorno viene distribuita e fondamentalmente viaggia dal carico direttamente alla sorgente, il cosiddetto percorso di minor resistenza. Nell'esempio ad alta frequenza da un megahertz sulla destra, vediamo la corrente di ritorno situata direttamente sotto la traccia del circuito, o il percorso di minore impedenza. La maggior parte dei convertitori DC-DC integrati ora funziona a un megahertz e oltre, quindi le correnti di ritorno tenderanno a passare proprio sotto le tracce del segnale. Poiché le correnti di ritorno sono ampiamente confinate sotto il segnale e le tracce di potenza sono superiori a 100 kilohertz, possiamo utilizzare il concetto di partizionamento per isolare varie parti del circuito. Il concetto di partizionamento sarà molto importante quando avremo elevato il nostro circuito stampato tra l'analogico RF e il circuito digitale. In seguito mostrerò una diapositiva che descrive meglio questo aspetto.

Kenneth Wyatt:
Ci sono due punti di vista da prendere in considerazione quando analizziamo i movimenti dei segnali nelle schede: il punto di vista dei circuiti e quello dei campi. In realtà, sono correlati e imprescindibili. La teoria dei circuiti considera il fatto che i segnali e le fonti di energia tornano alla fonte, questo è stato più volte ricordato agli studenti di ingegneria. Per comprendere appieno il design della scheda a bassa interferenza elettromagnetica, è necessario considerare come l'energia del segnale sotto forma di onde elettromagnetiche si propaghi nei circuiti stampati. Quando si considerano i campi, dobbiamo ricordarci che i campi transitori di segnale e potenza viaggiano in uno spazio dielettrico a una velocità vicina alla luce, mentre le correnti di conduzione e spostamento ritornano simultaneamente alla fonte lungo le superfici interne delle tracce di rame e del piano di ritorno a circa un millimetro al secondo. Il punto è che l'energia del segnale è nei campi, non nel rame.

Kenneth Wyatt:
Come si propagano i segnali digitali in una semplice microstriscia? Supponiamo che una microstriscia su un piano di ritorno solido sia raffigurata nella sezione trasversale. A sinistra abbiamo un driver della porta e a destra un carico resistivo all'impedenza caratteristica della linea di trasmissione. Sopra i 100 kilohertz, il segnale digitale è in realtà un'onda elettromagnetica che viaggia all'interno dello spazio dielettrico tra la traccia di rame e il piano di ritorno con un fronte d'onda che si propaga da sinistra a destra mentre la porta passa da uno stato alto a basso in questo esempio. È importante notare come la propagazione del segnale non sia attraversata dal flusso di elettroni in rame come si è a lungo ritenuto. L'onda elettromagnetica induce una corrente di conduzione e spostamento, la quale scorre lungo le superfici interne della traccia e del piano di rame e attraverso il dielettrico come corrente di spostamento, rispettivamente, ma a una velocità molto ridotta di circa un millimetro al secondo. Questa corrente di conduzione è quella che è possibile misurare con un amperometro.

Kenneth Wyatt:
Con FR4 dielettrico, l'onda si propaga a circa metà della velocità della luce o a circa sei pollici al nanosecondo. La maggior parte delle schede a quattro layer che mi trovo ad analizzare utilizza uno stack-up a rischio EMI molto elevato. La prima cosa da notare è che la potenza e i piani di ritorno sono troppo separati per un buon disaccoppiamento ad alta frequenza, è quindi prevedibile che vengano irradiati i transitori di potenza. Per un disaccoppiamento ad alta frequenza ottimale, l'alimentazione e il layer di ritorno non devono essere distanti più di due o tre millimetri. Il secondo punto da notare è la presenza di un layer di segnale riferito al piano di potenza, mentre le correnti di conduzione di ritorno tendono a tornare alla sorgente, che di solito è il piano di ritorno e non la potenza. È possibile riferire i segnali verso il piano di potenza nei circuiti non critici, se e solo se i piani di alimentazione e di ritorno sono strettamente accoppiati tra loro e presentano condensatori di disaccoppiamento adeguati. Tuttavia, per il classico stack-up a quattro strati, non è quasi mai così.

Kenneth Wyatt:
Sono disponibili molte soluzioni al problema comune dello stack-up a quattro layer, eccone un paio che funzioneranno bene per ridurre le EMI. In ciascuno di essi, i segnali e la potenza sono sbrogliati su un solo layer e l'unica differenza sono i piani di riferimento della messa a terra che possono trovarsi sui layer interni o esterni. Il vantaggio nello sbrogliare i segnali e l'alimentazione su un layer esterno è che sono più facili da raggiungere per la risoluzione di eventuali problemi. D'altra parte, il vantaggio di posizionare i piani di riferimento sui layer esterni è che possono essere posizionati attorno al margine della basetta, creando l'effetto gabbia di Faraday per una migliore auto-schermatura della scheda.

Kenneth Wyatt:
Lo svantaggio di entrambe le opzioni è che avrete bisogno di condensatori di disaccoppiamento adeguati a ciascun pin di alimentazione e di ritorno per i circuiti integrati critici. Per questo motivo, per progettazioni piccole e dense, di solito è preferibile usare stack-up a 8-10 layer. Il comune stack-up a 6 layer mostrato sulla sinistra presenta problemi simili. La prima cosa da notare è che la potenza e i piani di ritorno sono troppo separati per un buon disaccoppiamento ad alta frequenza, quindi ci si aspetta che i transitori di potenza vengano irradiati. Non solo: cosa ancora più importante, i transitori della pista di alimentazione si accoppieranno ai due layer di segnale tre e quattro.

Kenneth Wyatt
Per un disaccoppiamento ad alta frequenza ottimale, l'alimentazione e il piano di ritorno non devono essere distanti più di due o tre millimetri. Più vicini sono e meglio è. Ancora una volta, il secondo punto da notare è che c'è un riferimento del layer di segnale verso il piano di alimentazione, come abbiamo osservato in precedenza. Lo stack-up suggerito a destra segue le regole di base delle linee di trasmissione e consente inoltre ai layer di alimentazione e di ritorno intermedi di essere più ravvicinati per un migliore disaccoppiamento ad alta frequenza. Gli svantaggi includono la perdita di un layer di segnale; tuttavia, i prodotti wireless ad alta densità moderni necessitano spesso di 8 o 10 layer per prestazioni ottimali del circuito ed EMI più contenute.

Kenneth Wyatt:
Dato che le correnti di ritorno tendono a fluire direttamente sotto il segnale e le tracce di potenza a frequenze superiori a 100 kilohertz, possiamo usare questa proprietà di auto-isolamento per separare i circuiti rumorosi dai circuiti silenziosi attraverso l'uso del partizionamento delle principali funzioni del circuito, utilizzando al contempo un piano di ritorno solito per la scheda. Ad esempio, mantenendo l'elaborazione digitale separata dalle sezioni RF, preveniamo l'accoppiamento del rumore delle correnti di ritorno coi ricevitori sensibili. Anche se indico la distribuzione dell'alimentazione con una linea blu, in realtà si dovrebbe utilizzare un piano di alimentazione solido per la sorgente digitale primaria a 3,3 volt, opzionalmente si può eseguire su tutta la scheda a seconda dei requisiti di alimentazione del sistema. Certamente dovrebbe esserci un piano di alimentazione solido sotto tutti i circuiti di elaborazione digitale e si dovrebbero utilizzare molti condensatori di disaccoppiamento al piano di ritorno.

Kenneth Wyatt:
Non è sempre possibile separare le funzioni del circuito utilizzando un modello così semplice, ma è sempre molto importante isolare le fonti di rumore note dai moduli wireless e cellulari. Raggruppare tutti i circuiti wireless insieme e lontano da convertitori di potenza e di elaborazione digitale rumorosi è un obiettivo fondamentale. Anche se qui mostro la conversione di potenza come un blocco separato, spesso questa si trova più vicina al connettore di ingresso dell'alimentazione o anche distribuita più vicino al carico che sta alimentando. Faccio comunque in modo di tenere tutti convertitori DC-DC lontani dai moduli wireless.

Kenneth Wyatt:
Secondo suggerimento: utilizzate convertitori a basso livello di EMI. Sia la Texas Instruments che l'Analog Devices e la Linear Technologies continuano a sviluppare convertitori a basso livello di EMI e sono certo che altri produttori stiano facendo altrettanto. Ad esempio, la TI ha sviluppato un nuovo packaging QFN che consente di posizionare i condensatori di ingresso e uscita più vicini al pacchetto. Alcuni dei loro dispositivi includono anche sistemi per controllare la velocità di variazione della tensione di azionamento commutata. Analog Devices ha sviluppato un convertitore silenzioso che consente di individuare i condensatori di ingresso e di uscita, in particolare vicino al pacchetto IC. I nuovi convertitori Silent Switcher 2 Low EMI incorporano sia i condensatori di input che quelli di output e i loro loop associati all'interno del pacchetto IC. Infine, la progettazione di micromoduli incorpora anche l'induttore di commutazione. Anche se più costose, queste soluzioni sono tutte particolarmente adatte per ridurre le EMI nelle applicazioni wireless. Infine, molti convertitori hanno la possibilità di utilizzare un clock dello spettro di diffusione, il quale può ridurre ulteriormente le EMI.

Kenneth Wyatt:
Terzo suggerimento: mantenete il circuito del convertitore sullo stesso layer. Un problema che crea l'accoppiamento del rumore è l'esecuzione di segnali di commutazione rapida attraverso i layer della scheda. Un mio cliente aveva posizionato il circuito del convertitore Buck sul layer superiore e l'induttore di commutazione dell'output sul layer inferiore della scheda. Le correnti di commutazione da tre megahertz risultanti che fluivano dall'alto verso il basso e viceversa avevano creato interferenze sufficienti per bloccare la ricezione del GPS integrato.

Kenneth Wyatt:
Quarto suggerimento: mantenete il circuito del convertitore vicino al circuito integrato. Abbiamo già parlato di come i convertitori DC-DC abbiano sempre un loop di corrente di ingresso e un loop di corrente di uscita: queste aree devono essere ridotte al minimo. I produttori di circuiti integrati stanno iniziando a riconoscere che le EMI sono un problema serio, perciò iniziano ad avvisare i progettisti. Verso la fine della scheda tecnica, i produttori di convertitori propongono spesso un layout preferito. Anche i suggerimenti di layout più recenti sono spesso imprecisi, mentre quelli più vecchi assolutamente non corretti. Sia i condensatori di ingresso che quelli di uscita, insieme all'induttore di uscita, devono essere posizionati il più vicino possibile ai pacchetti di circuiti integrati per ridurre al minimo questi loop. Un altro punto importante è evitare di mescolare i circuiti di ingresso e di uscita dei convertitori sul layout della scheda. Vogliamo mantenere i circuiti primari e secondari il più possibile separati. Infine, non consentite ai condensatori di input e output di condividere lo stesso percorso della corrente di ritorno.

Kenneth Wyatt:
Il mio collega, il dottor Todd Hubing di www.learnemc.com, ha preparato delle presentazioni eccellenti sulla disposizione dei convertitori DC-DC. Trovate il link fra le risorse. Suggerimento numero cinque: il piano di ritorno a terra deve essere unico e ininterrotto. I segnali a commutazione rapida e le tracce del convertitore poste sopra interruzioni del piano di ritorno tendono a fare accoppiare le EMI su tutta la scheda e potrebbero accoppiarsi sui ricevitori sensibili. Sul mio sito web potete trovare un breve video che spiega perché le interruzioni nel piano di ritorno sono un disastro per le EMI. Potete vedere la differenza di emissioni tra un piano di ritorno solido e uno con interruzioni nella schermata di destra.

Kenneth Wyatt:
Quando le correnti di ritorno sono costrette a superare un'interruzione si verifica un aumento delle EMI di 15-20 dB. Si sta ancora discutendo sul fatto se sia meglio collocare i vuoti nel piano di ritorno sotto il nodo del convertitore, l'induttore del convertitore, sotto entrambi, o se mantenere un piano ininterrotto. Steve Sandler di Picotest ha creato un set di circuiti stampati per convertitori Buck con ciascuna configurazione, li ho misurati in diversi modi, con una sonda di corrente all'ingresso dell'alimentazione o utilizzando un LISN con la possibilità di estrarre solo la modalità comune o le EMI in modalità differenziale. In ciascuna misurazione, il piano unico è risultato il vincitore assoluto alla maggior parte delle frequenze, almeno per le misurazioni proposte. Nella maggior parte dei casi le differenze erano lievi, da 2 a 3 dB, che potrebbe comunque mettere a repentaglio la conformità del progetto.

Kenneth Wyatt:
Suggerimento numero sei: il commutatore o l'induttore di uscita deve essere schermato, contribuendo così a confinare i campi magnetici. Nella sezione trasversale visualizzata sulla sinistra, possiamo vedere che l'avvolgimento sulla metà sinistra è coperto da un'ulteriore ferrite e i campi magnetici sono collegati solo all'interno delle aree con interruzioni. Nella sezione trasversale di destra, le linee di campo non sono schermate e sono libere di irradiarsi e di accoppiarsi ad altri circuiti. Nei grafici e nelle simulazioni di Patrick DeRoy, si può notare una discreta differenza. Molto semplicemente, se potete vedere gli avvolgimenti, vuol dire che non sono schermati. Ecco un altro grafico di Patrick DeRoy che mostra la differenza nel campo magnetico tra gli induttori schermati e non schermati. C'è una differenza compresa tra 15 e 20 dB.

Kenneth Wyatt:
Suggerimento numero sette: orientate l'induttore di output per ridurre le EMI. Ecco un trucco di cui la maggior parte delle persone non è a conoscenza: gli avvolgimenti degli induttori hanno un inizio e una fine. Il terminale iniziale è talvolta contrassegnato sulla parte superiore del corpo con una mezzaluna, un punto o una linea. Ad esempio, Würth Elektronik tende a utilizzare una linea o un punto. TDK usa una mezza luna. Poiché l'inizio dell'avvolgimento è coperto interamente dalle spire, è in qualche modo schermato dalle spire stesse. Orientate l'inizio dell'avvolgimento in modo che possa raggiungere il nodo commutato, spesso etichettato SW nel circuito integrato del convertitore DC- DC. Collegando la fine dell'avvolgimento al filtro di output, questa sarà più silenziosa o più filtrata rispetto all'inizio. Secondo l'esperto di schede Rick Hartley, questo potrebbe potenzialmente ridurre le EMI da 2 a 3 dB.

Kenneth Wyatt:
Suggerimento numero otto: pianificate delle schermature locali. Nonostante l'impiego di induttori di schermatura, di una buona progettazione della scheda e di buone prassi di layout, ci saranno ancora forti campi H e soprattutto E generati attorno ai circuiti e all'induttore di uscita. Dovreste progettare le vostre schede per adattarsi alle schermature locali fin da principio, aggiungendo strisce di saldatura collegate al piano di ritorno. Potrebbe anche essere necessario aggiungerle attorno al processore e ai circuiti integrati di memoria, ma questo non è detto. Würth Elektronik, Layad e molti altri produttori realizzano queste schermature locali, sia standard che personalizzate. Per esperienza ho riscontrato che è molto difficile fissare le schermature temporanee se i pattern della saldatura non sono progettati fin all'inizio.

Kenneth Wyatt:
Ecco un'altra analisi di Patrick DeRoy che mostra la riduzione dei campi E ed H utilizzando una schermatura locale un centimetro sopra la scheda. Si può vedere una riduzione piuttosto significativa del campo E sulla sinistra, che, se non venisse schermato, potrebbe irradiarsi direttamente nelle antenne wireless. Questo mostra i risultati di uno studio sull'uso delle schermature locali da parte degli ingegneri Samsung. Si noti la quasi totale mancanza di campi nel telefono schermato sulla destra. La maggior parte dei telefoni cellulari moderni utilizza schermature locali multiple sulla maggior parte dei circuiti

Kenneth Wyatt:
Suggerimento numero nove: utilizzate un assorbitore di radiofrequenze. Una mitigazione promettente è l'assorbitore RF flessibile caricato in ferrite. Nel corso degli anni ne ho accumulato una notevole collezione, ma i primi esperimenti sembrano offrire poco aiuto alle frequenze cellulari. Mi soffermerò su questo punto per alcune diapositive, perché credo che ci sia una vera opportunità per ridurre l'accoppiamento interno ai moduli del ricevitore e vorrei incoraggiare altre persone a sperimentare con questo materiale. Würth Elektronik ha pubblicato una nota applicativa ANP059, che descrive tre metodi per caratterizzare l'assorbitore di radiofrequenze a seconda dell'applicazione. L'ideale per assorbire i campi elettromagnetici era il metodo della microstriscia, come descritto nella diapositiva. La tecnica misura semplicemente l'attenuazione tramite una microstriscia quando il materiale di ferrite viene posato sulla parte superiore. Collegare l'assorbitore a dispositivi o tracce con contenuto armonico ad alta frequenza contribuisce a sopprimere qualsiasi campo irradiante.

Kenneth Wyatt:
Poiché la maggior parte dei produttori non sembrava fornire il tipo di dati di assorbimento di cui avevo bisogno, ho installato un analizzatore di rete scalare e ho iniziato a caratterizzare tutti i campioni che avevo per trovare un materiale che fosse efficace nell'intervallo da 600 a 1500 megahertz. Ho scoperto che la maggior parte dei miei campioni erano efficaci solo nelle frequenze delle microonde, ma ne ho trovati alcuni che hanno funzionato nelle più comuni bande wireless e cellulari. La fase di test si è svolta piuttosto velocemente, perché tutto quello che dovevo fare era posizionare ogni campione sulla microstriscia da 50 ohm e registrarne i risultati. I risultati di questo studio sono citati nelle risorse aggiuntive. Due dei materiali migliori che ho trovato per le importanti bande wireless e GPS sono i materiali assorbenti Parker-Chomerics SS4850 0100 0150 300 e Arch Techs WAVE-X WXA20. È possibile apprezzare un assorbimento di almeno 10 dB nella banda LTE cellulare e fino a 20 dB nella banda GPS per ciascun materiale.

Kenneth Wyatt:
In questo caso, ho assistito un cliente nella riduzione del consumo cellulare in diverse bande. Erano presenti numerose fonti di energia che creavano EMI auto-generate. In questo esperimento, ho collegato le patch WAVE-X WXA20 di Arc Tech autoadesive sopra una RAM DDS, un cavo flessibile noto per reagire alle radiofrequenze e un circuito stampato di gestione dell'alimentazione contenente diversi convertitori DC-DC. Le patch sono contrassegnate con piccole" X" rosse.

Kenneth Wyatt:
Nel caso di questo dispositivo IOT, le antenne cellulari erano posizionate in alto e in basso con antenne GPS e Wi-Fi ai lati. Stavamo ricevendo un forte segnale video con una perdita dal lato della scheda proprio nel mezzo della banda LTE 5, che è una banda AT&T. Dopo l'applicazione delle tre piccole patch assorbenti, quel segnale è sceso di almeno 15 dB nel rumore di fondo e la sensibilità cellulare ricevuta è stata notevolmente migliorata. Credo che ci siano molte più opportunità nell'utilizzo negli assorbitori caricati in ferrite per gestire fonti di energia ad alta frequenza, come i convertitori DC-DC. Il problema è che la maggior parte di questo materiale è progettato per le bande delle microonde ed è inefficace nelle bande utilizzate dalla maggior parte dei dispositivi IoT.

Kenneth Wyatt:
Suggerimento numero 10: posizionate le antenne e i cavi coassiali lontano dai convertitori DC-DC e da altri cavi. Le antenne e i relativi cavi coassiali, se utilizzati, devono essere posizionati il più lontano possibile dai convertitori DC-DC, dai processori e dai cavi I/O o di alimentazione. Come abbiamo visto nelle diapositive precedenti, il loop del circuito di ingresso dei grandi convertitori Buck con caduta di tensione avrà un dV/dt relativamente alto, e il campo elettrico associato può essere accoppiato direttamente nell'antenna del ricevitore. Inoltre, i cavi IO e di alimentazione possono associare le correnti in modalità comune generate sulla scheda direttamente nelle antenne.

Kenneth Wyatt:
Infine, ecco un suggerimento in più: non fidatevi delle schede tecniche dei produttori di circuiti integrati. Sebbene alcune schede tecniche siano accurate, molto spesso i consigli di progettazione e di layout EMC sono palesemente scorretti. Ecco un paio di esempi da TI. E non è solo TI a fornire informazioni di progettazione errate, può capitare a tutti i produttori. A sinistra, TI TPS54308 fornisce un piano di ritorno senza interruzioni poco chiaro. Il nodo di commutazione viene sbrogliato su tutta la scheda e i condensatori di input e output condividono lo stesso percorso di ritorno. Il nodo deve essere ridotto nell'area e posizionato vicino al circuito stampato.

Kenneth Wyatt:
A destra, il layout suggerito per TI LMR 33630 presenta i condensatori di input e di output che condividono lo stesso percorso di ritorno. Questo è un ottimo modo per accoppiare la tensione di commutazione direttamente al binario di alimentazione secondario. Il dott. Todd Hubing ha presentato un ottimo articolo su questo argomento in merito alle schede tecniche dei produttori e alle note applicative durante il 2020 IEEE Symposium su EMC e SIPI. Parla di questo argomento anche nei suoi corsi su learnemc.com. Ecco un lungo elenco di possibili rimedi se si verificano delle EMI auto-generate che influenzano il test TIS della sensibilità del ricevitore. Dopo aver sperimentato decine di progetti dei miei clienti, so che alcuni di questi esperimenti potranno aiutare a individuare i problemi, mentre altri no. Non passerò in rassegna l'intero elenco, ma vorrei mostrarvi un paio di metodi per identificare positivamente il convertitore o i convertitori DC-DC accoppiati al ricevitore.

Kenneth Wyatt:
Poiché la maggior parte dei dispositivi IoT utilizza processori integrati che richiedono da tre a cinque piste di alimentazione, un trucco molto utile per determinare quali convertitori stanno creando le EMI dominanti è di sostituirli con batterie o passare a regolatori di tensione lineari a 3 terminali. Ora, questo è più facile di quanto si possa pensare perché comporta la semplice rimozione dell'induttore di commutazione dalla scheda e l'inserimento nella pista di alimentazione. La rimozione dell'induttore interrompe l'attività di commutazione. Abbiamo utilizzato delle batterie con diodi serie Schottky per scendere al layer corretto o saldati in tre regolatori lineari terminali. Una volta identificate queste sorgenti EMI, l'attenzione può essere rivolta verso quell'area della scheda per identificare possibili piazzole di accoppiamento.

Kenneth Wyatt:
In sintesi, per ottenere le migliori prestazioni TIS del ricevitore, dobbiamo assicurarci che la progettazione della scheda sia la migliore possibile utilizzando uno stack-up e un partizionamento corretti. Dobbiamo anche assicurarci che le distanze del circuito del convertitore DC-DC siano minime anche sul layer superiore con un piano di ritorno sottostante senza interruzioni. È molto probabile che avremo bisogno di schermature locali su fonti di energia elevate come convertitori DC-DC,processori e memoria. Provate ad aggiungere degli assorbitori RF a fonti di energia note come tracce radianti, processori, RAM e convertitori DC-DC. Anche il corretto posizionamento dell'antenna wireless e cellulare può essere un fattore chiave.

Kenneth Wyatt:
Ecco alcune risorse che ho trovato utili e ho approfondito in alcuni dei miei articoli. Le EMI auto-generate sono da tempo un problema noto per i produttori che sviluppano prodotti IoT wireless e cellulari. Mi auguro che questi suggerimenti vi aiutino a ridurre le EMI accoppiate ai vostri ricevitori wireless e cellulare. Per ulteriori informazioni sulla risoluzione dei problemi delle EMI wireless o sulla risoluzione dei problemi di EMC, date un'occhiata ai miei post su design-4-emc.com, o ancora su interferencetechnology.com, o sulla mia pagina autore di Amazon.

Sull'Autore

Sull'Autore

Kenneth Wyatt is principal consultant of Wyatt Technical Services LLC and served three years as the senior technical editor for Interference Technology magazine from 2016 through 2018. He has worked in the field of EMC engineering for over 30 years with a specialty in EMI troubleshooting and pre-compliance testing. 

He is a co-author of the popular EMC Pocket Guide and RFI Radio Frequency Interference Pocket Guide. He also co-authored the book with Patrick André, EMI Troubleshooting Cookbook for Product Designers, with forward by Henry Ott. He recently completed and released a three-volume “EMC Troubleshooting Trilogy”, which is now available through Amazon. 

He is widely published and authors a monthly column, The EMC Blog, which is hosted by EDN.com and continues to write for Interference Technology and the Signal Integrity Journal. Ken is a senior life member of the IEEE and a longtime member of the EMC Society. To contact Ken or for more information on technical articles, training schedules and links, check out his web site: http://www.emc-seminars.com.

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