Caractérisation et résolution des problèmes d'interférences électromagnétiques autogénérées dans les dispositifs sans fil et connectés - AltiumLive 2022

Il est assez courant de trouver dans les appareils portables, mobiles et connectés d'aujourd'hui plusieurs sources d'énergie provoquant des interférences électromagnétiques (IEM ou EMI en anglais).

Les IEM provenant de ces sources d'énergie peuvent se coupler aux récepteurs des modules cellulaires, GPS et autres modules sans fil et affecter leurs performances. Cette présentation explique comment identifier, caractériser et réduire le couplage de ces sources d'énergie (electromagnetic interference sources).

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Principaux points abordés :

• Les EMI problems: problèmes causés par les IEM autogénérées dans les produits cellulaires et sans fil
• Processus en trois étapes pour résoudre les problèmes d'interférences électromagnétiques autogénérées
• Comparaison des IEM sur bande étroite et sur bande large
• Concevoir la meilleure carte possible avec un empilage et un partitionnement optimaux
• Importance du chemin de retour des courants de conduction

Autres ressources :

• Trilogie EMC Troubleshooting (Résolution des problèmes de conformité électromagnétique) de Kenneth Wyatt (disponible sur Amazon)
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Transcription :

Kenneth Wyatt :
Bonjour, je m'appelle Kenneth Wyatt et je travaille comme consultant en conformité électromagnétique (CEM) dans le Colorado. Aujourd'hui, je vais vous expliquer comment je caractérise et résous les problèmes d'interférences électromagnétiques (EMI problems) autogénérées dans les produits sans fil et connectés. J'aimerais remercier Altium de m'avoir invité à AltiumLive 2022 CONNECT. Je ne vais pas vous raconter tout mon parcours, je vous laisse lire les détails par vous-même, mais j'ai rédigé ou coécrit plusieurs livres sur la résolution de problèmes et la réalisation de tests de conformité électromagnétique, ainsi que de nombreux articles sur ce sujet pour EDN, Signal Integrity Journal et Interference Technology. Le dernier travail que j'ai publié est une trilogie sur la résolution des problèmes de conformité électromagnétique, disponible sur Amazon. Le volume deux consacré aux émissions comporte un chapitre complet sur les interférences autogénérées dans les produits sans fil si vous souhaitez en savoir plus à ce sujet.

Kenneth Wyatt :
Alors pourquoi les interférences électromagnétiques autogénérées sont-elles un tel problème pour les produits sans fil et cellulaires ? Les interférences issues de la plateforme ou les interférences autogénérées sont l'un des plus grands défis auxquels sont confrontés aujourd'hui les concepteurs de produits sans fil et connectés. Par exemple, Apple dispose de dizaines d'ingénieurs en désensibilisation pour atténuer la myriade d'interférences autogénérées par les appareils sans fil qui affectent les modules de réception. Les trois principales sources d'interférences autogénérées sont : les horloges système, les convertisseurs CC-CC et le bruit de bus numérique, les convertisseurs CC-CC étant généralement la source dominante. De nombreuses entreprises intègrent le LTE cellulaire dans leurs produits. Les fournisseurs de services de téléphonie cellulaire exigent une certaine sensibilité du récepteur, appelée sensibilité isotrope totale ou TIS, avant d'autoriser un produit sur leur système. Les interférences électromagnétiques autogénérées dans l'appareil peuvent se coupler dans les récepteurs sensibles et réduire leur sensibilité lors du test TIS. La TIS minimum est d'environ moins 99 dBm et dépend également de l'efficacité de l'antenne. J'ai ajouté quelques liens pour plus d'informations sur ce test.

Kenneth Wyatt :
Il existe quatre voies de couplage possibles pour les dispositifs sans fil ou connectés : le couplage par rayonnement des câbles, le couplage par conduction par les fils ou les pistes, et les couplages capacitifs et inductifs, qui sont généralement des couplages parasites. Voici un schéma indiquant ces quatre voies de couplage. Étant donné que la plupart des produits sans fil portables sont dépourvus de câbles, les trois derniers couplages – conductif, capacitif et inductif – sont généralement internes au circuit imprimé. Nous examinerons la conception des circuits imprimés de manière beaucoup plus détaillée par la suite.

Kenneth Wyatt :
Au fil des ans, j'ai mis au point un processus simple en trois étapes pour résoudre les problèmes liés aux IEM autogénérées. Bien qu'elle ait été développée à l'origine pour évaluer les émissions par rayonnement, la même technique peut être utilisée pour caractériser les IEM autogénérées. La première étape consiste à utiliser des sondes de champ proche pour identifier les sources générant une énergie harmonique élevée sur le circuit imprimé et relever les caractéristiques d'émission. La deuxième étape consiste à utiliser une sonde de courant RF pour mesurer les courants des câbles du système, le cas échéant. Il est bien connu que les câbles agissent comme des antennes émettrices et rayonnent de l'énergie harmonique. Nous relevons les mêmes caractéristiques d'émission. La troisième étape consiste à utiliser une antenne située à proximité pour déterminer l'énergie harmonique émise par le circuit imprimé ou les câbles. Généralement, je regarde dans un premier temps la plage située entre 10 à 1500 mégahertz pour observer ce qu'il se passe dans les bandes cellulaires ou GPS habituelles. Nous allons passer en revue brièvement chacune de ces étapes.

Kenneth Wyatt :
La première étape consiste à utiliser une sonde de champ H de taille moyenne pour identifier les principales sources d'énergie et déterminer les caractéristiques de leurs harmoniques. Lorsque je caractérise les interférences autogénérées, j'aime bien commencer par regarder la plage située entre 10 et 1500 mégahertz afin d'avoir une vue d'ensemble. L'utilisation d'une sonde de champ proche permet de savoir quelles sources d'énergie du circuit peuvent produire des interférences électromagnétiques dans les bandes GPS sans fil et cellulaires. Dans cet exemple, nous voyons une combinaison d'harmoniques d'horloge Ethernet à bande étroite, ainsi que des interférences électromagnétiques à large bande provenant d'un convertisseur CC-CC.

Kenneth Wyatt :
En général, vous verrez deux formes d'interférences électromagnétiques : celles en bande étroite et celles en bande large. Les interférences électromagnétiques en bande étroite sont représentées par une série de pointes étroites en relation harmonique ; elles sont en grande partie dues aux horloges système, dans le cas présent, il s'agit de l'horloge Ethernet. Les interférences électromagnétiques en bande large se présentent plutôt comme une augmentation du bruit de fond global et sont en réalité constituées d'une série d'harmoniques de commutation si proches les unes des autres qu'elles apparaissent mêlées à quelques larges pics de résonance. Lorsqu'on utilise la bande passante de résolution typique de 120 kilohertz, comme le spécifie la norme de mesure, les IEM en large bande sont généralement générées par l'activité du bus de données ou les convertisseurs CC-CC. Il s'agit généralement de la principale source d'interférence avec les récepteurs.

Kenneth Wyatt :
Ensuite, je me concentre sur une bande de liaison descendante de récepteur cellulaire spécifique, dans ce cas la bande 5 d'AT&T située entre 840 et 860 mégahertz. Le tracé jaune représente le seuil de bruit du système, tandis que les tracés de couleur turquoise et violet représentent les mesures de deux convertisseurs CC-CC. Un des convertisseurs se trouve à 25 dB au-dessus du seuil de bruit et, d'après mon expérience, s'il se couplait au récepteur cellulaire, il échouerait au test de sensibilité TIS. La deuxième étape consiste à mesurer tout courant harmonique haute fréquence couplé sur les câbles à l'aide d'une sonde de courant RF. Si votre appareil connecté comprend des câbles d'entrée/sortie ou d'alimentation, ceux-ci peuvent facilement rayonner des champs harmoniques directement dans les antennes. Je regarde les mêmes bandes de fréquences larges ou étroites qu'avec une sonde de champ proche.

Kenneth Wyatt :
Une fois que vous avez caractérisé les émissions potentielles avec des sondes de champ proche et de courant, la troisième étape consiste à utiliser de simples antennes étroitement rapprochées pour voir si des champs harmoniques rayonnent ou non. Vous devrez peut-être placer l'antenne très près pour observer les harmoniques les plus faibles. Je vous en montrerai un exemple dans l'étude de cas que nous verrons plus tard. Kent Electronics est un fournisseur d'antennes à large bande pour circuit imprimé simples et peu coûteuses. Dans le lien, vous trouverez un article expliquant comment fabriquer un adaptateur en PVC pour fixer l'antenne à un trépied. Après avoir mesuré d'innombrables dispositifs sans fil, j'ai constaté que les IEM autogénérées sont en grande partie dues aux convertisseurs CC-CC. La plupart des circuits de conversion CC-CC actuels peuvent produire une quantité relativement élevée d'interférences électromagnétiques en bande large.

Kenneth Wyatt :
Alors, pourquoi les convertisseurs CC-CC provoquent-ils autant de bruit ? Si la fréquence de commutation de ces convertisseurs est assez faible, de l'ordre d'un à trois mégahertz, leur temps de montée est de l'ordre de la nanoseconde et peut créer des interférences électromagnétiques bien au-delà de 1,5 gigahertz. Si ces circuits sont situés trop près des modules RF ou des antennes, ou s'ils se couplent à ceux-ci, cela peut affecter les performances de réception. Dans cet exemple, nous allons examiner un convertisseur Buck typique. Lorsque S1 est fermé et S2 ouvert, un courant alternatif circule dans la boucle rouge. Lorsque S1 est ouvert et S2 fermé, le courant alternatif circule dans la boucle bleue. Vous remarquerez que la boucle verte composée du condensateur d'entrée et des deux commutateurs est traversée par courant alternatif continu dans chaque cycle. Par conséquent, nous devons minimiser la surface de cette boucle pour limiter les IEM, sinon cette boucle rayonnera comme une antenne.

Kenneth Wyatt :
Dans l'exemple de routage illustré à droite, la boucle « chaude » représentée en vert est réduite en taille et en surface. C'est un bon routage. L'une des techniques que j'utilise pour caractériser les propriétés IEM des convertisseurs CC-CC consiste à mesurer chaque inducteur commuté avec une sonde de champ H de taille moyenne. L'avantage de cette méthode est que les mesures peuvent être effectuées sans risquer de court-circuiter les circuits avec une sonde d'oscilloscope. J'appelle cela un sondage non invasif. Pour parvenir au meilleur couplage, la sonde doit être posée à plat sur chaque inducteur de commutation, ce qui permettra de coupler la plupart des lignes de flux.

Kenneth Wyatt :
Regardons le schéma. Ce qui nous intéresse est de mesurer la forme d'onde de la tension VL aux bornes de l'inducteur L. Il y aura une inductance mutuelle couplée inconnue M entre l'inducteur commuté et la sonde de champ H. Nous savons que le courant IL qui traverse l'inductance est indiqué dans l'équation du haut, 1/L intégrale VL dt. La tension de sortie Vout au niveau de la sonde sera égale à M fois la dérivée de IL ou M divisé par L fois VL. Autrement dit, la tension de sortie est proportionnelle à VL, la tension de l'inducteur. Sachant cela, nous pouvons relever toutes les caractéristiques importantes des IEM de la forme d'onde commutée comme nous le verrons dans la diapositive suivante. La bande passante de la sonde est suffisante pour ne pas affecter les valeurs mesurées.

Kenneth Wyatt :
Nous voyons ici la comparaison entre un sondage avec la sonde de champ H sur le tracé supérieur et un sondage avec une sonde d'oscilloscope active à haute fréquence sur le tracé inférieur ; cette sonde est connectée directement au nœud de commutation. Hormis l'amplitude de l'impulsion, toutes les autres caractéristiques liées aux IEM sont identiques, c.-à-d. le temps de montée, la largeur d'impulsion, la période et la fréquence de l'oscillation. Les deux mesures IEM les plus importantes sont les temps de montée et de descente, ainsi que la fréquence de l'oscillation. L'utilisation de cette technique non invasive évite les erreurs pouvant survenir avec les sondes d'oscilloscope et accélère véritablement l'analyse et la caractérisation des convertisseurs.

Kenneth Wyatt :
Il s'avère que l'oscillation influe considérablement sur le spectre d'émission. Cela se produit souvent avec des alimentations à découpage, comme nous le verrons dans les deux prochaines diapositives. La fréquence d'oscillation produira un pic de résonance dans le spectre d'émission du produit. L'oscillation est due à une inductance et une capacitance parasites dans les circuits d'alimentation à découpage. Ce pic de résonance peut souvent accentuer les IEM couplées dans les différentes bandes sans fil et cellulaires LTE. Nous mesurons ici la forme d'onde commutée d'un convertisseur Buck CC-CC d'un mégahertz au moyen d'un dispositif de commutation au nitrure de gallium. Nous utilisons un oscilloscope Rohde & Schwarz RTE 1104 avec une sonde active RT-ZS10 de 1,5 gigahertz pour effectuer la mesure.

Kenneth Wyatt :
Vous pouvez observer la très grande onde d'oscillation avec une fréquence d'environ 217 mégahertz. Voici un gros plan de la fréquence de cette oscillation ainsi que le spectre d'émission qui en résulte. En mesurant le courant d'entrée de l'alimentation avec une sonde de courant, nous observons un pic à la fréquence d'oscillation de 217 mégahertz dans le tracé de couleur turquoise. En mesurant le courant de sortie de l'alimentation, nous observons des pics à la fois au niveau de la fréquence fondamentale de 217 mégahertz et de la deuxième harmonique de 434 mégahertz, ainsi que des harmoniques plus élevées s'étendant dans leurs bandes LTE cellulaires. Notez le spectre d'émission à très large bande de l'alimentation à découpage d'un mégahertz. C'est très caractéristique des convertisseurs à découpage intégrés qu'on utilise de nos jours.

Kenneth Wyatt :
J'ai récemment fait l'acquisition d'un système EMScanner de Y.T.C. Technologies. Son plateau de détection est constitué d'un réseau de minuscules boucles de champ H. Il suffit de placer un circuit imprimé sur ce plateau pour obtenir une carte thermique des champs électromagnétiques. Je l'utilise depuis peu pour évaluer les champs autour du circuit imprimé et des câbles connectés. Les résultats semblent prometteurs jusqu'à présent. C'est un outil de dépannage supplémentaire qui permet de cartographier les points sensibles des circuits imprimés de dispositifs sans fil. Sachant que les convertisseurs CC-CC utilisés sur les processeurs embarqués d'aujourd'hui constituent une source dominante d'interférences potentielles avec les récepteurs intégrés sensibles, regardons maintenant les 10 meilleures façons de réduire les interférences électromagnétiques des convertisseurs CC-CC.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro un, bien réaliser l'empilage du circuit imprimé. Il y a deux grandes règles à respecter pour concevoir un bon circuit imprimé et les conceptions les plus couramment utilisées par le passé ne les respectaient pas. Au-dessus de 100 kilohertz, tous les transitoires de signal et d'alimentation se propagent sous forme d'ondes électromagnétiques dans l'espace diélectrique entre la piste et le plan de retour. Règle numéro un : toutes les pistes de signal et tous les plans ou pistes d'alimentation doivent avoir un plan de retour solide adjacent afin de limiter l'onde électromagnétique. Règle numéro deux : tous les plans ou pistes d'alimentation doivent avoir un plan de retour solide adjacent afin de limiter les ondes électromagnétiques transitoires. Troisième point : s'assurer que tous les signaux critiques ont un chemin de retour défini permettant le retour à la source. La circulation des signaux de haut en bas sur le circuit constitue un bon exemple. Pour les conceptions critiques intégrant des signaux mixtes et sans fil, cela permet d'éviter d'utiliser le plan d'alimentation comme chemin de retour, sauf dans des situations spécifiques. Ces règles vont dicter la conception de l'empilage. Pour plus de détails, consultez les articles indiqués dans les références.

Kenneth Wyatt :
Tout d'abord, examinons le chemin des courants de conduction de retour, car c'est ce qui rend le partitionnement des fonctions du circuit si important. Voici une simulation de ce concept avec un courant de conduction de retour représenté en vert. Dans l'exemple à faible fréquence d'un kilohertz à gauche, nous voyons que le courant de retour est étalé et se déplace essentiellement de la charge vers la source de manière directe, empruntant ce qu'on appelle le chemin de la moindre résistance. Dans l'exemple à haute fréquence de un mégahertz à droite, nous voyons que le courant de retour passe directement sous la piste du circuit, c.-à-d. le chemin de la moindre impédance. La plupart des convertisseurs CC-CC intégrés fonctionnent désormais à un mégahertz et plus, les courants de retour auront donc tendance à suivre les pistes des signaux. Comme les courants de retour sont en grande partie confinés sous les pistes de signal et d'alimentation supérieures à 100 kilohertz, nous pouvons utiliser le concept de partitionnement pour isoler diverses parties du circuit. Ce concept de partitionnement sera très important lorsque nous effectuerons le routage du circuit imprimé entre les circuits analogiques RF et les circuits numériques. Je vous montrerai plus tard une diapositive pour mieux expliquer ce concept.

Kenneth Wyatt :
Il existe deux points de vue quand on s'intéresse au déplacement des signaux dans les cartes de circuit imprimé : celui des circuits et celui des champs. En réalité, ils sont liés. L'un ne va pas sans l'autre. Le point de vue des circuits tient uniquement compte du fait que les signaux et les sources d'alimentation reviennent à leurs sources, c'est ce qu'on nous a martelé pendant nos études de premier cycle. Pour bien comprendre en quoi consiste la conception d'un circuit imprimé à faibles IEM, il faut également tenir compte de la manière dont l'énergie du signal se propage dans les circuits imprimés sous forme d'ondes électromagnétiques. Du point de vue des champs, il faut comprendre que les champs transitoires de signal et d'alimentation se déplacent dans un espace diélectrique à une vitesse proche de la lumière, tandis que les courants de conduction et de déplacement reviennent simultanément vers la source le long des surfaces intérieures des pistes de cuivre et du plan de retour à environ un millimètre par seconde. Ce qu'il faut retenir, c'est que l'énergie du signal se trouve dans les champs, pas dans le cuivre.

Kenneth Wyatt :
Alors, comment les signaux numériques se propagent-ils dans un simple microruban ? Prenons l'exemple d'un microruban sur un plan de retour solide, comme illustré dans la coupe transversale. À gauche, nous avons une commande de grille et à droite une charge résistive à l'impédance caractéristique de la ligne de transmission. Au-dessus de 100 kilohertz, le signal numérique est en fait une onde électromagnétique qui se déplace dans l'espace diélectrique entre la piste de cuivre et le plan de retour avec un front d'onde qui se propage de gauche à droite lorsque la commande de grille passe d'un état haut à un état bas dans cet exemple. Il est important de noter que la propagation du signal ne passe pas par le flux d'électrons et le cuivre, comme on l'a longtemps sous-entendu. L'onde électromagnétique induit un courant de conduction et de déplacement qui circule respectivement le long des surfaces intérieures de la piste et du plan en cuivre et passe à travers le diélectrique en tant que courant de déplacement, mais à une vitesse très lente d'environ un millimètre par seconde. Ce courant de conduction est celui que l'on mesure avec un ampèremètre.

Kenneth Wyatt :
Avec un diélectrique FR4, l'onde se propage à une vitesse d'environ 15,24 cm (6 pouces) par nanoseconde. La plupart des cartes à quatre couches sur lesquelles je travaille utilisent un empilage très courant mais présentant des risques d'interférences électromagnétiques très élevés. La première chose à noter est que les plans d'alimentation et de retour sont trop éloignés pour un bon découplage des hautes fréquences, il faut donc s'attendre à voir rayonner des transitoires d'alimentation. Pour un découplage optimal des hautes fréquences, il ne doit pas y avoir plus de deux ou trois millièmes entre la couche d'alimentation et la couche de retour. La deuxième chose à noter est la présence d'une couche de signal en regard du plan d'alimentation. Les courants de conduction de retour doivent revenir à la source, qui est généralement en regard du plan de retour et non du plan d'alimentation. Il est possible de mettre des signaux en regard du plan d'alimentation dans les circuits non critiques si et seulement si les plans d'alimentation et de retour sont très étroitement couplés, et avec des condensateurs de découplage appropriés. Cependant, dans un empilage classique à quatre couches, ce n'est presque jamais le cas.

Kenneth Wyatt :
Il existe probablement de nombreuses solutions au casse-tête typique de l'empilage à quatre couches, mais en voici deux relativement efficaces pour réduire les IEM. Dans chacune de ces solutions, les signaux et l'alimentation sont acheminés sur une seule couche, la seule différence étant que les plans de masse se trouvent sur les couches internes ou externes. L'avantage de faire passer les signaux et l'alimentation sur une couche externe est qu'ils sont plus faciles d'accès en cas de problème. D'un autre côté, l'avantage de positionner les plans de masse sur les couches externes est qu'ils peuvent être disposés sur le pourtour de la carte afin de produire un effet de cage de Faraday et de créer une meilleure protection intrinsèque.

Kenneth Wyatt :
Dans les deux cas, l'inconvénient est qu'il vous faudra placer des condensateurs de découplage adéquats à chaque broche d'alimentation et de retour dans les circuits imprimés critiques. Pour les conceptions vraiment petites et denses, il est généralement préférable d'utiliser un empilage à 8 ou 10 couches pour commencer. L'empilage à six couches le plus couramment utilisé, illustré à gauche, présente des problèmes similaires. Tout d'abord, les plans d'alimentation et de retour sont trop éloignés pour un bon découplage des hautes fréquences, il faut donc s'attendre à voir rayonner des transitoires d'alimentation. Plus important encore, les transitoires du rail d'alimentation se coupleront aux couches de signal trois et quatre.

Kenneth Wyatt :
Pour un découplage optimal des hautes fréquences, il ne doit pas y avoir plus de deux ou trois millièmes entre la couche d'alimentation et la couche de retour. Si c'est moins, c'est encore mieux. Ici encore, il convient de noter qu'une couche de signal est en regard du plan d'alimentation, comme nous l'avons vu précédemment. L'empilage suggéré à droite suit les règles de base des lignes de transmission et permet également de rapprocher les couches d'alimentation et de retour du milieu pour un meilleur découplage des hautes fréquences. L'un des inconvénients est la perte d'une couche de signal ; cependant, pour les produits sans fil haute densité d'aujourd'hui, il vous faudra de toute façon de 8 ou 10 couches pour optimiser les performances du circuit et réduire les IEM.

Kenneth Wyatt :
Les courants de retour ayant tendance à circuler directement sous les pistes de signal et d'alimentation à des fréquences supérieures à 100 kilohertz, nous pouvons utiliser cette propriété d'auto-isolation pour séparer les circuits bruyants des circuits silencieux en partitionnant les principales fonctions du circuit, tout en utilisant un plan de masse solide pour la carte du circuit imprimé. Par exemple, en séparant le traitement numérique des sections RF, nous empêchons les courants de retour de bruit associés de se coupler aux récepteurs sensibles. J'indique ici la distribution de l'alimentation par une ligne bleue, mais en réalité il vous faut généralement utiliser un plan d'alimentation solide pour la source numérique principale de 3,3 volts et vous pouvez éventuellement l'étendre à toute la carte du circuit imprimé en fonction des besoins d'alimentation du système. Le plan d'alimentation solide doit passer sous tous les circuits de traitement numérique et comporter de nombreux condensateurs de découplage vers le plan de retour.

Kenneth Wyatt :
Il n'est pas toujours réaliste de séparer les fonctions des circuits selon le modèle simpliste illustré, mais il est très important d'isoler les sources de bruit connues des modules sans fil et cellulaires. Regrouper tous les circuits sans fil en les tenant éloignés du bruit du traitement numérique et des convertisseurs de puissance est un objectif clé. Et bien que la conversion d'alimentation soit ici représentée comme un bloc distinct, elle est souvent située plus près du connecteur d'entrée d'alimentation OU également distribuée plus près de la charge qu'elle alimente. Dans tous les cas, il faut tenir tous les convertisseurs CC-CC à distance des modules sans fil.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro deux : utilisez des convertisseurs à faibles IEM Texas Instruments, Analog Devices et Linear Technologies continuent de développer des convertisseurs à faibles IEM et je suis sûr que d'autres fabricants font de même. Par exemple, TI a développé un nouveau boîtier QFN qui permet de placer les condensateurs d'entrée et de sortie plus près du boîtier. Certains de leurs appareils permettent également de contrôler la vitesse de montée de la tension de commande commutée. Analog Devices a développé le Silent Switcher qui permet également de placer les condensateurs d'entrée et de sortie très près du boîtier du circuit intégré. Leurs nouveaux convertisseurs Silent Switcher 2 à faible IEM intègrent à la fois les condensateurs d'entrée et de sortie et leurs boucles associées dans le boîtier du circuit intégré. Enfin, leur micromodule intègre également l'inducteur de commutation. Bien qu'ils soient plus chers, ils sont tous particulièrement silencieux en ce qui concerne les IEM dans les applications sans fil. Enfin, de nombreux convertisseurs permettent d'utiliser une horloge à spectre étalé, ce qui réduit encore davantage les IEM moyennes.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro trois : conservez les circuits de conversion sur la même couche. Un couplage de bruit problématique se produit lorsque l'on fait passer des signaux de commutation rapides du haut vers le bas de la carte du circuit imprimé. Un de mes clients avait placé les circuits du convertisseur Buck sur la couche supérieure et l'inducteur de commutation de sortie sur la couche inférieure de sa carte. Les courants de commutation de trois mégahertz résultants, qui circulaient de haut en bas, ont créé suffisamment d'interférences pour bloquer la réception GPS intégrée.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro quatre : conservez les circuits du convertisseur près du circuit imprimé. Nous avons déjà vu que les convertisseurs CC-CC comportent toujours une boucle de courant d'entrée et une boucle de courant de sortie, comme on le voit sur l'illustration. Ces boucles doivent être réduites autant que possible. Les fabricants de circuits imprimés commencent à reconnaître que les interférences électromagnétiques sont un problème et à alerter les concepteurs à ce sujet. Dans leurs fiches techniques (souvent vers la fin), les fabricants de convertisseurs proposent une suggestion de routage. Les suggestions de routage, même celles des deux ou trois dernières années, sont souvent inexactes. Si elles sont plus anciennes que cela, elles sont généralement incorrectes. Les condensateurs d'entrée et de sortie ainsi que l'inducteur de sortie doivent être situés aussi près que possible des boîtiers de circuit imprimé pour minimiser ces boucles. Autre point important : évitez de mêler les circuits d'entrée et de sortie des convertisseurs sur le routage du circuit imprimé. Il faut séparer le plus possible le circuit primaire et le circuit secondaire. Enfin, ne laissez pas les condensateurs d'entrée et de sortie partager le même chemin de courant de retour.

Kenneth Wyatt :
Mon collègue, le Dr Todd Hubing de www.learnemc.com, a créé d'excellentes présentations sur le routage des convertisseurs CC-CC. Vous trouverez un lien vers son site dans les références. Conseil numéro cinq : le plan de retour à la masse doit être solide. Les signaux à commutation rapide ou les pistes de convertisseur qui traversent des espaces ou des emplacements vides dans le plan de retour à la masse couplent les IEM sur toute la carte et peuvent se coupler aux récepteurs sensibles. J'ai mis sur mon site web une courte démonstration vidéo expliquant pourquoi la présence d'espaces vides dans le plan de retour est un désastre en termes d'interférences électromagnétiques. Vous pouvez voir la différence d'émissions pour un plan de retour avec ou sans espaces vides dans le graphique de droite.

Kenneth Wyatt :
Il y a une augmentation d'environ 15 à 20 dB des IEM lorsque les courants de retour doivent faire le tour d'un espace vide dans le chemin de retour. La question des espaces vides fait encore débat. Est-il préférable de placer les espaces vides dans le plan de retour sous le nœud de commutation, sous l'inducteur de commutation, sous ces deux éléments, ou bien faut-il conserver un plan de retour solide ? Steve Sandler de Picotest a créé des cartes de circuits imprimés à convertisseur Buck pour chaque configuration. Je les ai mesurées de différentes manières, en plaçant une sonde de courant sur l'entrée d'alimentation ou en utilisant un LISN me permettant d'extraire uniquement les IEM en mode commun ou en mode différentiel. Dans chaque mesure, le plan solide est sorti vainqueur pour la plupart des fréquences, du moins dans les limites de l'erreur de mesure. Dans la plupart des cas, les différences étaient minimes, de l'ordre de 2 à 3 dB, mais si vous êtes juste à la limite, cela peut faire toute la différence au niveau de votre conformité.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro six : l'inducteur de commutation ou de sortie doit être blindé, ce qui permet de confiner les champs magnétiques. Dans la coupe transversale illustrée à gauche, on peut voir que l'enroulement du côté gauche est recouvert d'une couche de ferrite supplémentaire et que les champs magnétiques sont limités à l'entrefer. Sur la coupe transversale de droite, les lignes de champ ne sont pas blindées et sont libres de rayonner et de se coupler à d'autres circuits. Dans les graphiques et les simulations de Patrick DeRoy, la différence est notable. En gros, si vous pouvez voir les enroulements, il n'y a pas de blindage. Voici un autre graphique de Patrick DeRoy illustrant la différence de champ magnétique entre des inducteurs blindés et non blindés. Il y a environ 15 à 20 dB de différence.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro sept, orientez l'inducteur de sortie de sorte à réduire les IEM. Voici une astuce que beaucoup de personnes ne connaissent pas : l'enroulement des inducteurs a un début et une fin. Le début est parfois indiqué sur le dessus de l'inducteur par une demi-lune, un point ou une ligne. Par exemple, Würth Elektronik utilise généralement une ligne ou un point. TDK utilise une demi-lune. Comme le début de l'enroulement est enfoui sous toutes les spires, il est en partie protégé par ces spires. Orientez le début de l'enroulement de manière à ce qu'il soit du côté du nœud commuté, souvent appelé SW, du circuit imprimé du convertisseur CC-CC. L'extrémité de l'enroulement est reliée au filtre de sortie, elle sera donc plus silencieuse ou plus filtrée que le début de l'enroulement. Selon Rick Hartley, expert en circuits imprimés, cela pourrait réduire les IEM de 2 à 3 dB.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro huit : prévoyez des blindages locaux. Malgré l'utilisation d'inducteurs à blindage magnétique et de bonnes pratiques de conception et de routage de circuits imprimés, il y aura toujours d'importants champs H et surtout E générés autour des boucles du circuit et de l'inducteur de sortie. Lorsque vous concevez vos circuits imprimés, prévoyez dès le départ ces blindages locaux en créant une barrière constituée de bandes de soudure reliées au plan de retour à la masse. Vous devrez peut-être également en ajouter autour des circuits du processeur et de la mémoire. Et si finalement vous n'en avez pas besoin, tant mieux. Würth Elektronik, Layad et de nombreux autres fabricants fabriquent ces blindages locaux standard et personnalisés. D'après mon expérience, il est très difficile de souder des blindages temporaires si ces bandes de soudure ne sont pas prévues dès le départ.

Kenneth Wyatt :
Voici une autre mesure effectuée par Patrick DeRoy qui montre la réduction du champ E et du champ H en utilisant un blindage local à un centimètre au-dessus de la carte de circuit imprimé. On peut voir une réduction assez spectaculaire du champ E sur la gauche, qui, sans blindage, pourrait rayonner directement dans les antennes sans fil. Voici les résultats d'une étude sur l'utilisation de blindages locaux réalisée par des ingénieurs de Samsung. Notez l'absence presque totale de champs dans le téléphone blindé de droite. La plupart des téléphones mobiles actuels comportent plusieurs blindages locaux sur la plupart des circuits.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro neuf : utilisez un absorbeur RF. Une méthode d'atténuation prometteuse est l'utilisation d'un absorbeur RF flexible chargé de ferrite. J'en ai amassé un grand nombre au fil des ans, mais d'après les premiers tests, ils ne sont pas d'une grande aide avec les fréquences cellulaires. Je vais consacrer plusieurs diapositives à ce point, car je pense que les absorbeurs RF présentent un réel potentiel de réduction des couplages internes avec les modules des récepteurs et j'aimerais encourager d'autres personnes à les essayer. Würth Elektronik a publié une note d'application (ANP059) présentant trois méthodes pour caractériser cet absorbeur RF en fonction de l'application. La plus utile pour évaluer l'absorption des champs électromagnétiques est la méthode du micro ruban présentée dans cette diapositive. Cette technique mesure simplement l'atténuation sur un micro ruban lorsque l'on place du ferrite dessus. L'utilisation d'un absorbeur sur les dispositifs ou les pistes présentant des harmoniques à haute fréquence permet de supprimer les champs rayonnants.

Kenneth Wyatt :
Comme la plupart des fabricants ne fournissaient pas le type de données d'absorption dont j'avais besoin, j'ai installé un analyseur de réseau scalaire et j'ai commencé à caractériser tous les échantillons dont je disposais afin de trouver un matériau efficace dans la plage de 600 à 1500 mégahertz. J'ai découvert que la plupart de mes échantillons n'étaient efficaces que dans les fréquences micro-ondes, mais j'en ai trouvé quelques-uns qui fonctionnaient dans les bandes sans fil et cellulaires plus courantes. Ces tests ont été très rapides, car tout ce que j'avais à faire était de positionner chaque échantillon sur le micro ruban de 50 ohms et de relever les résultats. Les résultats de cette étude sont mentionnés dans les références. Les matériaux absorbants Parker-Chomerics SS4850 0100 0150 300 et Arch Techs WAVE-X WXA20 font partie des meilleurs matériaux que j'ai trouvés pour les bandes sans fil et GPS, qui sont très importantes. On constate une absorption d'au moins 10 dB dans la bande cellulaire LTE et jusqu'à 20 dB dans la bande GPS pour chacun de ces matériaux.

Kenneth Wyatt :
Dans cette étude de cas, j'aidais un client à réduire la désensibilisation cellulaire dans plusieurs bandes. Il y avait de nombreuses sources d'énergie créant des IEM autogénérées. Dans cette expérience, j'ai placé les patchs auto-adhésifs Arc Tech WAVE-X WXA20 sur une RAM DDS, un câble flexible connu pour chauffer en raison de la RF et un circuit intégré de gestion de l'alimentation contenant plusieurs convertisseurs CC-CC. Il sont représentés par de petites croix rouges.

Kenneth Wyatt :
Dans le cas de ce dispositif connecté, les antennes cellulaires étaient situées en haut et en bas, les antennes GPS et wifi sur les côtés. Nous avions un signal vidéo fort qui s'échappait du côté de la carte du circuit imprimé en plein milieu de la bande 5 LTE, qui est une bande d'AT&T. Suite à l'application des trois petits patchs absorbeurs, ce signal puissant a chuté d'au moins 15 dB sous le seuil de bruit et la sensibilité de la réception cellulaire a été considérablement améliorée. Je pense qu'il y a un réel intérêt à utiliser des absorbeurs chargés de ferrite pour traiter les sources d'énergie à haute fréquence comme les convertisseurs CC-CC. Le problème est que ce matériau est généralement conçu pour les bandes micro-ondes et qu'il n'est pas efficace dans les bandes utilisées par la plupart des appareils connectés.

Kenneth Wyatt :
Conseil numéro dix : placez les antennes et les câbles coaxiaux loin des convertisseurs CC-CC et des autres câbles. Les antennes et leurs câbles coaxiaux, le cas échéant, doivent être situés le plus loin possible des convertisseurs CC-CC, des processeurs et des câbles d'entrée/sortie ou d'alimentation. Comme nous l'avons vu dans les diapositives précédentes, la boucle du circuit d'entrée des convertisseurs Buck à forte chute de tension a une vitesse de commutation en tension (Dv/dt) relativement élevée et le champ électrique associé peut se coupler directement à l'antenne du récepteur. De plus, les câbles d'entrée/sortie et d'alimentation peuvent coupler les courants de mode commun générés sur la carte directement dans les antennes.

Kenneth Wyatt :
Et voici un conseil bonus numéro onze : ne vous fiez pas aux fiches techniques des fabricants de circuits imprimés. Bien que certaines fiches techniques soient exactes, très souvent les conseils de conception CEM et de routage sont tout simplement incorrects. Voici quelques exemples tirés de fiches de TI. TI n'est pas le seul à fournir des informations de conception incorrectes, cela arrive à tous les fabricants. Sur la gauche, le plan de retour du TI TPS54308 n'est pas clair. Le nœud de commutation s'étend sur toute la carte et les condensateurs d'entrée et de sortie partagent le même chemin de retour à la masse. Le nœud de commutation doit occuper une surface réduite et se trouver à proximité du circuit imprimé.

Kenneth Wyatt :
Sur la droite, dans le routage suggéré pour le TI LMR 33630, les condensateurs d'entrée et de sortie partagent également le même chemin de retour à la masse. C'est un excellent moyen de coupler la tension directement au rail d'alimentation secondaire. Le Dr Todd Hubing a présenté un excellent article sur ce sujet concernant les fiches techniques et les notes d'application des fabricants lors du Symposium IEEE 2020 sur la compatibilité magnétique et l'intégrité du signal et de l'alimentation (EMC+SIPI). Il inclut également ce sujet dans ses cours sur learnemc.com. Voici une longue liste de choses à essayer si vous rencontrez des interférences électromagnétiques autogénérées qui affectent le test TIS de sensibilité du récepteur. Certaines manipulations vous permettront effectivement d'identifier les problèmes et d'autres non. Je ne vais pas passer en revue toute la liste, mais j'aimerais aborder deux manipulations qui permettent d'identifier le ou les convertisseurs CC-CC qui se couplent au récepteur.

Kenneth Wyatt :
Comme la plupart des appareils connectés utilisent des processeurs intégrés nécessitant trois à cinq rails d'alimentation, une astuce très utile pour déterminer quels convertisseurs créent l'interférence électromagnétique dominante consiste à les remplacer par des batteries ou à brancher des régulateurs de tension linéaires à trois bornes. C'est plus facile que vous ne le pensez, car il suffit de retirer l'inducteur de commutation de la carte et de se brancher sur le rail d'alimentation. Le retrait de l'inducteur arrête l'activité de commutation. Nous avons utilisé soit des batteries munies de diodes Schottky en série pour atteindre le bon niveau, soit des régulateurs linéaires à trois bornes soudés. Une fois que les sources d'IEM identifiées, on peut se concentrer sur cette zone de la carte de circuit imprimé pour identifier les éventuels problèmes de couplage.

Kenneth Wyatt :
En résumé, pour obtenir les meilleures performances de sensibilité isotrope totale avec un récepteur, il faut s'assurer que la conception de la carte est optimale en prenant soin de bien réaliser l'empilage et le partitionnement. Il faut également s'assurer que les circuits du convertisseur CC-CC sont très rapprochés, placés sur la couche supérieure et accompagnés d'un plan de retour solide dans la couche suivante. Il faudra très probablement créer des blindages locaux sur les sources de haute énergie comme les convertisseurs CC-CC, les processeurs et la mémoire. Essayez d'ajouter un absorbeur RF à des sources d'énergie connues telles que les pistes rayonnantes, les processeurs, la mémoire et les convertisseurs CC-CC. Le placement des antennes sans fil et cellulaires peut également être un facteur déterminant.

Kenneth Wyatt :
Voici quelques ressources qui m'ont été utiles ainsi que des articles que j'ai écrits et qui explorent le sujet plus en profondeur. Les interférences électromagnétiques autogénérées sont depuis longtemps un problème pour les fabricants qui développent des produits connectés sans fil et cellulaires. J'espère que ces conseils vous aideront à limiter le couplage de bruit IEM dans vos récepteurs sans fil et cellulaires. Pour plus d'informations sur la résolution de problèmes d'interférences électromagnétiques sans fil ou sur les problèmes de compatibilité électromagnétique en général, vous pouvez consulter mes articles sur design-4-emc.com, EDN, interferencetechnology.com ou consulter ma page sur Amazon.