Caracterización y resolución de problemas de interferencia electromagnética (EMI) autogeneradas en dispositivos inalámbricos e IoT - AltiumLive 2022

Kenneth Wyatt
|  Creado: February 3, 2022  |  Actualizado: September 16, 2022

Es bastante común encontrar múltiples fuentes de energía integradas que causan interferencias electromagnéticas EMI inalámbricas en los dispositivos portátiles, móviles y en IoT actuales. Las EMI de estas fuentes de energía se pueden acoplar y, a menudo interferir con el rendimiento del receptor de los módulos móviles, GPS y otros módulos inalámbricos. Esta presentación describe los métodos para identificar, caracterizar y reducir el acoplamiento de estas fuentes de energía.

Diseña una PCB con una prueba gratuita de Altium Designer aquí: https://www.altium.com/altium-trial-flow

Aspectos destacados:

  • Problemas que surgen con las EMI autogeneradas para los productos móviles e inalámbricos.
  • Proceso de tres pasos para la resolución de problemas de EMI autogeneradas.
  • EMI de banda estrecha frente a EMI de banda ancha.
  • El mejor diseño posible de la placa utilizando el apilado y la partición adecuados.
  • Importancia de la trayectoria de las corrientes de conducción de retorno.

Recursos adicionales:

Transcripción:

Kenneth Wyatt:
Hola, soy Kenneth Wyatt, consultor de EMC con sede en Colorado. Hoy hablaré sobre cómo caracterizar y solucionar problemas de EMI autogeneradas para productos inalámbricos e IoT. Me gustaría agradecer a Altium por invitarme a AltiumLive 2022 CONNECT. Os dejaré leer los detalles de mi experiencia. He sido autor o coautor de varios libros sobre resolución de problemas y pruebas de EMC, y también soy autor de muchos artículos sobre este tema para EDN, Signal Integrity Journal e Interference Technology. Mi última publicación fue mi Trilogía de resolución de problemas de EMC, disponible a través de Amazon. Si deseas más información, el volumen dos de las emisiones tiene un capítulo completo sobre la autointerferencia inalámbrica.

Kenneth Wyatt:
Entonces, ¿por qué las EMI autogeneradas son un problema tan importante para los productos inalámbricos y móviles? La interferencia electromagnética de la plataforma o la autointerferencia es uno de los mayores retos a los que se enfrentan hoy en día los diseñadores de productos de dispositivos inalámbricos o de IoT. Por ejemplo, Apple tiene decenas de ingenieros en plantilla para mitigar la infinidad de interferencias en los dispositivos inalámbricos a los módulos receptores.

Las tres principales fuentes de EMI autogeneradas son los relojes del sistema, los convertidores DC-DC y el ruido del bus digital siendo los convertidores DC-DC la fuente dominante. Muchas empresas incorporan LTE celular en sus productos. Los proveedores de móviles requieren una cierta sensibilidad del receptor llamada sensibilidad isotrópica total o TIS antes de que se permita introducir un producto en su sistema. Las EMI autogeneradas a bordo pueden acoplarse en receptores sensibles y disminuir la sensibilidad donde falla la prueba de TIS. El TIS mínimo es de aproximadamente menos 99 dBm, también depende de la eficiencia de la antena. He añadido un par de enlaces para aportar más información sobre esta prueba.

Kenneth Wyatt:
Hay cuatro rutas de acople posibles para dispositivos inalámbricos o de IoT: radiados de cables, conducidos a través de cables o pistas y capacitivos e inductivos, que generalmente son acoples parasitarios. Aquí se muestra un diagrama diferente que indica las cuatro rutas de estos acoples. Dado que la mayoría de los productos inalámbricos portátiles carecen de cables, los tres últimos acoplamientos (conducido, capacitivo e inductivo) suelen ser internos a la placa del PC. Analizaremos el diseño de la placa del PC con mucho más detalle.

Kenneth Wyatt:
A lo largo de los años, he desarrollado un sencillo proceso de tres pasos para la resolución de problemas de interferencias electromagnéticas EMI inalámbricas autogeneradas. Aunque se desarrolló originalmente para evaluar las emisiones irradiadas, se puede utilizar la misma técnica para ayudar a caracterizar las EMI autogeneradas. El primer paso es utilizar sondas de campo cercano para identificar fuentes de energía armónica altas en la placa del PC y para registrar las características de emisión. El paso dos es utilizar una sonda de corriente RF para medir las corrientes de cable del sistema, si se utiliza. Es bien sabido que los cables actúan como antenas transmisoras e irradian energía armónica. Registramos las mismas características de emisión. El paso tres es utilizar una antena cercana para determinar la energía armónica real que se irradia de la placa de PC o de los cables. Suelo mirar inicialmente de 10 a 1500 megahercios para observar cualquier aspecto de las bandas habituales de los móviles o del GPS. Veremos de forma breve cada uno de estos pasos.

Kenneth Wyatt:
El primer paso es utilizar una sonda mediana de H-Field para identificar las principales fuentes de energía y captar sus características armónicas. Al caracterizar la autointerferencia, me gusta empezar mirando de 10 a 1500 megahercios para tener una visión general. El sondeo con una sonda de campo cercano revelará qué fuentes de energía de la tarjeta podrían estar produciendo EMI en las bandas móviles y GPS inalámbricas. En el ejemplo, vemos una combinación de armónicos de reloj Ethernet de banda estrecha junto con EMI de banda ancha de un conversor DC-DC.

Kenneth Wyatt:
En general, se observan dos formas de EMI: de banda estrecha y de banda ancha. Las EMI de banda estrecha están representadas por una serie de picos estrechos relacionados armónicamente y se debe en gran medida a relojes del sistema, en este caso generados por el reloj Ethernet. Las EMI de banda ancha aparecen más bien como un aumento del ruido de fondo general. En realidad, están compuestas por una serie de armónicos de conmutación tan poco espaciados que aparecen mezclados con unos pocos picos amplios resonantes. Cuando se utiliza el ancho de banda típico de 120 kilohercios de resolución, según lo especificado por el estándar de medición, las EMI de banda ancha se suelen generar mediante la actividad de bus de datos o conversores DC-DC. Y mi experiencia me dice que estos suelen ser la fuente principal de interferencia del receptor.

Kenneth Wyatt:
A continuación, me centraré en una banda de enlace descendente de receptor celular específica, en este caso la banda 5 de AT&T de 840 a 860 megahercios. La pista amarilla es un suelo de ruido del sistema y las pistas aguamarina y violeta miden dos convertidores DC-DC. Un conversor está 25 dB por encima del suelo de ruido y, en base a la experiencia si se fuese a emparejar con el receptor celular, fallaría la prueba de sensibilidad de TIS. El paso dos consiste en medir cualquier corriente armónica acoplada de alta frecuencia en cables que utilicen la sonda de corriente RF. Si tu dispositivo IoT incluye E/S o cables de alimentación, estos pueden irradiar campos armónicos directamente en antenas con facilidad. Estamos hablando de las mismas bandas de frecuencia anchas o estrechas que cuando se trata del sondeo de campo cercano.

Kenneth Wyatt:
Una vez que hayas caracterizado las posibles emisiones de campo cercano y de sondeo de corriente, el tercer paso consiste en utilizar antenas sencillas de espacio reducido para confirmar si los campos armónicos están irradiando o no. Es posible que tengas que situar la antena muy cerca para observar los armónicos más débiles. Y mostraré un ejemplo de esto en el caso práctico que veremos a continuación.

Kent Electronics es un proveedor de antenas de banda ancha para PC simples y de bajo coste. En el enlace encontraréis un artículo sobre cómo modelar un adaptador de PVC para acoplar la antena a un trípode de mesa. Al medir innumerables dispositivos inalámbricos, he descubierto que las EMI autogeneradas se deben en gran medida a los conversores DC-DC. La mayoría de los circuitos conversores DC-DC actuales pueden producir una cantidad relativamente alta de EMI de banda ancha.

Kenneth Wyatt:
¿Por qué los conversores de DC a DC son tan ruidosos? Aunque la frecuencia de cambio de estos conversores es bastante baja, en el rango de uno a tres megahercios, sus tiempos de subida están en el rango de los nanosegundos y pueden crear unas EMI muy superiores a 1,5 gigahercios. Si estos circuitos están situados demasiado cerca o se acoplan a los módulos de RF o a las antenas, esto puede afectar al rendimiento recibido. En este ejemplo, veremos un típico convertidor buck. Cuando S1 está cerrado y S2 está abierto, la corriente CA fluye en el bucle rojo. Cuando S1 está abierto y S2 está cerrado, la corriente CA fluye en el bucle azul. Debéis tener en cuenta que el bucle verde compuesto por el condensador de entrada y los dos interruptores tiene corriente alterna que fluye en cada ciclo. Por lo tanto, necesitamos minimizar esta zona de bucle para limitar las EMI, o este bucle irradiará como una antena.

Kenneth Wyatt:
En el ejemplo de diseño de la derecha, el bucle "caliente" que se muestra en verde se reduce en tamaño y área. Esta es una buena disposición. Una técnica que utilizo para caracterizar las propiedades de EMI de los conversores DC-DC, es medir cada inductor conmutado con una sonda de campo H de tamaño medio. La ventaja de esto es que las mediciones pueden realizarse sin que se produzca un cortocircuito potencial con una sonda de osciloscopio. A esto lo llamo "sondeo no invasivo". La orientación adecuada de la sonda para el mejor acople es colocarla plana en cada inductor de conmutación, esto acoplará el mayor número de líneas de flujo.

Kenneth Wyatt:
En relación con el esquema, nos interesa medir la forma de onda de tensión VL a través del inductor L. Habrá una inductancia mutua acoplada desconocida M entre el inductor conmutado y la sonda de campo H. Sabemos que la corriente IL a través del inductor se muestra en la ecuación superior, 1/L integral VL dt. La salida en el puerto de la sonda será igual a M por la derivada de IL o M dividida entre L por VL. Es decir, Vout es proporcional a VL, la tensión del inductor. Utilizando este hecho podemos registrar todas las características EMI importantes de la forma de onda conmutada, como veremos en la siguiente diapositiva. El ancho de banda de la sonda es suficiente para no afectar a los valores medidos.

Kenneth Wyatt:
Aquí vemos la comparación entre un sondeo con la sonda de campo H en el trazado superior y un sondeo con una frecuencia alta activa de la sonda del osciloscopio en el trazado inferior, que está conectada directamente al nodo de conmutador. Con la excepción de la amplitud del pulso, todas las demás características relacionadas con las EMI son idénticas. Es decir, el tiempo de subida, el ancho del pulso, el punto y la frecuencia de oscilación. Las dos mediciones de EMI más importantes son los tiempos de subida y bajada junto con la frecuencia de oscilación. El uso de esta técnica no invasiva evita posibles pasos erróneos mediante sondas de osciloscopio y acelera realmente el análisis y la caracterización de los conversores.

Kenneth Wyatt:
Resulta que la oscilación tiene un efecto bastante positivo en el espectro de emisión. Esto ocurre a menudo con las fuentes de alimentación conmutadas que se demostrará en las dos siguientes diapositivas. La frecuencia de oscilación producirá un pico resonante correspondiente en el espectro de emisión de un producto. La oscilación se debe a la inductancia parasitaria y a la capacidad en el circuito de la fuente de alimentación de modo conmutado. Este pico residente puede acentuar las EMI acopladas en las distintas bandas inalámbricas y celulares LTE. Aquí estamos midiendo la forma de onda conmutada de un convertidor buck DC-DC de un megahercio utilizando un dispositivo de conmutación de nitruro de galio. Estamos utilizando un osciloscopio Rohde & Schwarz RTE 1104 con una sonda activa RT-ZS10 de 1,5 Gigahercios para realizar la medición.

Kenneth Wyatt:
Podéis ver la gran onda de oscilación con una frecuencia de aproximadamente 217 megahercios. Aquí hay un primer plano de esa frecuencia de oscilación junto con un espectro de emisión resultante. Al medir la corriente de entrada de la fuente de alimentación con una sonda de corriente, vemos un pico en la frecuencia del zumbido de 217 megahercios en la pista color aguamarina. Al medir la corriente de salida de la fuente de alimentación observamos picos tanto en el fundamental de 217 megahercios como en el segundo armónico de 434 megahercios, así como armónicos más altos que se extienden hasta sus bandas de LTE celulares. Observamos el espectro de emisión de banda muy ancha de la fuente de alimentación conmutada de un megahercio. Esto es muy característico de los actuales convertidores de conmutación integrados.

Kenneth Wyatt:
Recientemente adquirí un sistema EMScanner de Y.T.C. Technologies. El escáner incluye una matriz de pequeños bucles de campo H dentro de la placa del sensor. Situar una tarjeta PC en la matriz trazará un mapa de calor de los campos electromagnéticos. Estoy empezando a utilizarlo para ayudar a evaluar los campos alrededor de la tarjeta y los cables conectados. Hasta ahora, los resultados parecen prometedores y es una herramienta adicional de solución de problemas para ayudar a trazar puntos de acceso en las placas inalámbricas. Así que, sabiendo que los convertidores DC-DC utilizados en los procesadores integrados actuales son una fuente dominante de interferencia potencial a los receptores sensibles integrados, vamos a ver las 10 principales maneras de reducir las EMI del convertidor DC-DC.

Kenneth Wyatt:
Primer consejo: acierta con el apilado de la placa de la PC. Hay dos reglas muy importantes para el buen diseño de placas de PC y los diseños más utilizados de hace décadas no siguieron estas reglas. Por encima de los 100 kilohercios todos los transitorios de señal y potencia se propagan como ondas electromagnéticas dentro del espacio dieléctrico entre la pista y el plano de retorno. La regla número uno es que todas las pistas de señal y los planos o pistas de potencia deben tener un plano de retorno sólido adyacente para delimitar la onda electromagnética. La regla número dos es que todos los planos de potencia o pistas deben tener un plano de retorno sólido adyacente para unir cualquier onda electromagnética transitoria. Un tercer aspecto es asegurarse de que todas las señales críticas tengan una vía de retorno definida hacia la fuente. Un buen ejemplo es cuando se ejecutan las señales de arriba a abajo en la placa. Tened en cuenta que para los diseños críticos de señal mixta e inalámbricos, esto excluye el uso del plano de alimentación como ruta de retorno, excepto en situaciones limitadas. Estas reglas dictarán el diseño del apilado o stackup. Para obtener más detalles, consultad los enlaces de los artículos en las referencias.

Kenneth Wyatt:
Revisemos primero la ruta de las corrientes de conducción de retorno, ya que esta es la razón clave por la que la partición de las funciones del circuito es tan importante. Aquí hay una simulación de este concepto con una corriente de conducción de retorno en verde. Para el ejemplo de baja frecuencia de un kilohercio a la izquierda, vemos que la corriente de retorno está extendida y básicamente viaja de la carga directamente de vuelta a la fuente, la llamada ruta de menor resistencia. En el ejemplo de alta frecuencia de un megahercio a la derecha, vemos la corriente de retorno ubicada directamente debajo de la pista del circuito, o el camino de menor impedancia. La mayoría de los conversores DC-DC integrados ahora funcionan a un megahercio y más, por lo que las corrientes de retorno tienden a seguir las pistas de señal justo debajo. Debido a que las corrientes de retorno están en gran medida confinadas bajo la señal y las pistas de potencia superiores a 100 kilohercios, podemos usar el concepto de partición para aislar varias partes de los circuitos. Este concepto de partición será muy importante cuando endurezcamos nuestra tarjeta de circuito entre RF analógico y circuitos digitales. Más adelante mostraré una diapositiva que lo describe mejor.

Kenneth Wyatt:
Hay dos puntos de vista cuando se trata de cómo se mueven las señales en las placas de PC, el punto de vista de los circuitos y el punto de vista de los campos. En realidad, están relacionados. Es decir, no se puede tener uno sin el otro. Ahora, el punto de vista de la teoría de los circuitos solo considera que las señales y las fuentes de energía vuelven a sus fuentes y esto nos lo inculcaron de sobra cuando éramos estudiantes. Para entender plenamente el diseño de placas de PC de baja EMI, es necesario considerar también cómo se propaga la energía de la señal en forma de ondas electromagnéticas en las placas de circuito. Al considerar el punto de vista de los campos, necesitamos entender que los campos transitorios de señal y potencia viajan en un espacio dieléctrico a casi la velocidad de la luz, mientras que las corrientes de conducción y desplazamiento fluyen simultáneamente a la fuente a lo largo de las superficies interiores de las pistas de cobre y devuelven el plano a aproximadamente un milímetro por segundo. Lo importante es que la energía de la señal está en los campos, no en el cobre.

Kenneth Wyatt:
¿Cómo se propagan las señales digitales en una simple microstrip? Supongamos que en la sección transversal se representa una microstrip sobre un plano de retorno sólido. A la izquierda tenemos un conductor de puerta y a la derecha una carga resistiva en la impedancia característica de la línea de transmisión. Por encima de los 100 kilohercios, la señal digital es en realidad una onda electromagnética que viaja dentro del espacio dieléctrico entre el trazado de cobre y el plano de retorno con un frente de onda que se propaga de izquierda a derecha a medida que la puerta pasa de un estado alto a uno bajo en este ejemplo. Es importante tener en cuenta que la propagación de la señal no se lleva a cabo a través del flujo de electrones en cobre como se ha implicado durante mucho tiempo. La onda electromagnética induce una corriente de conducción y de desplazamiento, que sí fluye a lo largo de las superficies interiores de la traza y el plano de cobre y a través del dieléctrico como corriente de desplazamiento, respectivamente, pero a una velocidad muy lenta de aproximadamente un milímetro por segundo. Esta corriente de conducción es lo que se mediría con un amperímetro.

Kenneth Wyatt:
Para el dieléctrico FR4 la onda se propaga a la mitad de la velocidad de la luz o a unas seis pulgadas por nanosegundo. La mayoría de las placas de cuatro capas que reviso utilizan un apilado o stackup de riesgos de EMI muy común, pero muy alto. Lo primero que hay que tener en cuenta es que los planos de potencia y retorno están demasiado separados para un buen desacoplamiento de alta frecuencia, por lo que sería de esperar que se irradien transitorios de potencia. Para el mejor desacoplamiento de alta frecuencia, la capa de potencia y retorno no debe estar a más de dos a tres mils de distancia. El segundo aspecto a tener en cuenta es que hay una capa de señal referenciada al plano de potencia, las corrientes de conducción de retorno quieren volver a fluir a la fuente, que generalmente hace referencia al plano de retorno, no a la potencia. Es posible referenciar las señales al plano de potencia para los circuitos no críticos, si y solo si los planos de potencia y retorno están muy acoplados entre sí, y con condensadores de desacoplamiento adecuados. Sin embargo, en el caso del clásico apilado de cuatro capas, casi nunca es así.

Kenneth Wyatt:
Probablemente haya muchas soluciones para el típico enigma de las cuatro capas, pero aquí hay un par de ellas que le funcionarán bien para lograr la menor EMI. En cada una de ellas, ejecutamos las señales y la potencia redirigida en una capa y la única diferencia es si los planos de referencia de tierra están en las capas internas o externas. La ventaja de llevar las señales y la potencia en una capa exterior es que es más fácil acceder a ellas para solucionar problemas. Por otro lado, la ventaja de colocar los planos de referencia en las capas exteriores es que se pueden coser alrededor del borde para proporcionar un efecto de jaula Faraday para un mejor auto blindaje de la placa.

Kenneth Wyatt:
La desventaja para ambos es que hacen falta condensadores de desacoplamiento adecuados en cada potencia y pin de retorno para los IC críticos. Para los diseños realmente pequeños y densos, suele ser mejor utilizar apilados de placas de 8 o 10 capas para empezar. El apilado de seis capas más utilizado que se muestra a la izquierda tiene problemas similares. Lo primero que hay que tener en cuenta es que los planos de potencia y retorno están demasiado separados para un buen desacoplamiento de alta frecuencia, por lo que sería de esperar que se irradien transitorios de potencia. No solo eso, y lo que es más importante, los transitorios del riel de alimentación se acoplarán a las dos capas de señal, la tres y la cuatro.

Kenneth Wyatt:
Para el mejor desacoplamiento de alta frecuencia, la capa de potencia y retorno no deben estar separados a más de dos a tres milésimas de pulgada. Si están más cerca aún mejor. El segundo aspecto a tener en cuenta es que hay una referencia de la capa de señal al plano de potencia como hemos comentado anteriormente. El apilado sugerido a la derecha sigue las reglas básicas de las líneas de transmisión, también permite que las capas de potencia y de retorno del centro estén más espaciadas para un mejor desacoplamiento de alta frecuencia. Las desventajas incluyen perder una capa de señal. Sin embargo, para los productos inalámbricos de alta densidad actuales es probable que requiera de 8 o 10 capas de todos modos para obtener el mejor rendimiento de circuito y la EMI más baja.

Kenneth Wyatt:
Debido a que las corrientes de retorno tienden a fluir directamente debajo de la señal y las pistas de alimentación a frecuencias superiores a los 100 kilohercios, podemos usar esta propiedad de autoaislamiento para separar los circuitos ruidosos de los silenciosos a través del uso de la partición de las funciones de los circuitos principales y, sin embargo, utilizar un plano de retorno sólido para la tarjeta. Por ejemplo, al mantener el procesamiento digital separado de las secciones de RF evitamos que las corrientes de retorno de ruido asociadas se acoplen a los receptores sensibles. Aunque indico la distribución de energía con una línea azul, en realidad deberíais usar generalmente un plano de energía sólido para la fuente digital primaria de 3,3 voltios y, opcionalmente, puede ejecutarla en toda la tarjeta dependiendo de los requisitos de energía del sistema. Sin duda, debería ser un plano de potencia sólido bajo todos los circuitos de procesamiento digital y utilizando muchos condensadores de desacoplamiento al plano de retorno.

Kenneth Wyatt:
No siempre es realista separar las funciones del circuito en el modelo simplista mostrado, pero es muy importante aislar las fuentes de ruido conocidas de los módulos inalámbricos y celulares. Agrupar todos los circuitos inalámbricos juntos y lejos del procesamiento digital ruidoso y los conversores de potencia es un objetivo clave. Y, aunque muestro la conversión de energía como un bloque separado, a menudo se encuentra más cerca del conector de entrada de energía O también se distribuye más cerca de la carga que alimenta. De todos modos, yo mantendría todos los convertidores DC-DC lejos de los módulos inalámbricos.

Kenneth Wyatt:
Segundo consejo: utiliza convertidores de baja EMI. Tanto Texas Instruments como Analog Devices o Linear Technologies siguen desarrollando convertidores de baja EMI, estoy seguro de que otros fabricantes están haciendo lo mismo. Por ejemplo, TI ha desarrollado un nuevo encapsulado QFN que permite situar los condensadores de entrada y salida más cerca del encapsulado. Algunos de sus dispositivos también incluyen medios para controlar la velocidad de descarga del voltaje de la unidad conmutada. Analog Devices ha desarrollado un conmutador silencioso, que también se adapta a la localización de los condensadores de entrada y salida, particularmente cerca del paquete IC. Sus convertidores Silent Switcher 2 de bajo EMI más recientes incorporan tanto los condensadores de entrada como los de salida y sus bucles asociados dentro del paquete IC. Y, por último, su diseño de micro módulo también incorpora el inductor de conmutación. Aunque son más caros, todos ellos son especialmente bajos en EMI en aplicaciones inalámbricas. Por último, muchos convertidores tienen la opción de utilizar la sincronización de espectro ensanchado, que puede reducir aún más la EMI media.

Kenneth Wyatt:
Tercer consejo: mantener los circuitos de los convertidores en la misma capa. Uno de los problemas que crea el acoplamiento de ruidos es la ejecución de señales de conmutación rápida desde la parte superior a la inferior de la placa de PC. Un cliente colocó el circuito del convertidor buck en la capa superior y el inductor de conmutación de salida en la capa inferior de su placa. Las corrientes de conmutación de tres megahercios resultantes que fluyen de arriba a abajo y viceversa, lo que creó suficientes interferencias como para bloquear la recepción del GPS integrado.

Kenneth Wyatt:
Cuarto consejo: mantener los circuitos del convertidor cerca del CI. Ya mencionamos que los convertidores DC-DC siempre tienen un bucle de corriente de entrada y un bucle de corriente de salida como se muestra, estas áreas de bucle deben minimizarse. Los fabricantes de circuitos integrados están empezando a reconocer que la EMI es un problema y advierten a los diseñadores al respecto. Los fabricantes de conversores ofrecen un diseño sugerido, a menudo hacia el final de la hoja de datos. Las sugerencias de diseño, incluso en los últimos dos a tres años, suelen ser imprecisas, si son más antiguas que eso suelen ser incluso incorrectas. Tanto los condensadores de entrada como los de salida junto con el inductor de salida deben estar ubicados lo más cerca posible de los paquetes IC para minimizar estos bucles. Otro aspecto importante es evitar mezclar los circuitos de entrada y salida de los convertidores en el diseño de la placa. Es recomendable mantener los circuitos primario y secundario lo más separados posible. Por último, no permitáis que los condensadores de entrada y salida compartan la misma vía de corriente de retorno.

Kenneth Wyatt:
Mi colega, el Dr. Todd Hubing, de www.learnemc.com, tiene excelentes presentaciones sobre el diseño de los convertidores DC-DC. Consultad las referencias para obtener un enlace a su página. Consejo número cinco: el plano de retorno a tierra debe ser sólido. Las señales de conmutación rápida o las pistas de los convertidores que cruzan huecos o ranuras dentro del plano de retorno a tierra acoplarán la EMI por toda la placa y pueden acoplarse en receptores sensibles. En mi sitio web tengo una breve demostración que explica por qué los huecos en el plano de retorno son un desastre para EMI. En la captura de pantalla de la derecha se puede ver la diferencia en las emisiones de un plano de retorno con huecos frente a uno sin huecos.

Kenneth Wyatt:
Existe un aumento de 15 a 20 dB en el EMI si las corrientes de retorno se ven obligadas a pasar alrededor de un hueco en la ruta de retorno. Hay un debate continuo sobre si es mejor colocar huecos en el plano de retorno bajo el nodo de conmutación, el inductor de conmutación, huecos bajo ambos, o mantener un plano de retorno sólido. Steve Sandler, de Picotest, creó un conjunto de placas de circuitos de convertidores buck con cada configuración y los medí de diferentes maneras, con una sonda de corriente en la entrada de alimentación o utilizando un LISN con la capacidad de extraer solo la EMI en modo común o en modo diferencial. En cada una de las mediciones, el plano sólido resultó ser el ganador absoluto en la mayoría de las frecuencias, al menos dentro del error de medición. En la mayoría de los casos, las diferencias eran escasas, de apenas 2 a 3 dB, pero esto podría marcar la diferencia entre cumplir o no si se está justo en el límite.

Kenneth Wyatt:
Consejo número seis: el inductor de conmutación o de salida debe estar blindado, esto ayuda a confinar los campos magnéticos. En la sección transversal que se muestra a la izquierda, podemos ver que el bobinado de la mitad izquierda está cubierto de ferrita adicional y que los campos magnéticos están limitados a estar solo dentro de las áreas de separación. En la sección transversal de la derecha, las líneas de campo no están blindadas y son libres de irradiar y acoplarse a otros circuitos. En los gráficos y simulaciones de Patrick DeRoy, se puede apreciar una diferencia bastante grande. Básicamente, si se pueden ver los bobinados no está blindado. Aquí hay otro gráfico de Patrick DeRoy que muestra la diferencia en el campo magnético entre los inductores blindados y no blindados. Y hay una diferencia de 15 a 20 dB.

Kenneth Wyatt:
Consejo número siete: orienta el inductor de salida para una EMI baja. Aquí hay un truco que la mayoría no conoce, los inductores tienen un comienzo y un final en su bobinado. El terminal de inicio a veces se marca en la parte superior del cuerpo con una media luna, un punto o una línea. Por ejemplo, Würth Elektronik suele utilizar una línea o un punto. TDK utiliza una media luna. Debido a que el comienzo del bobinado está enterrado por los giros totales, está algo protegido por esos mismos giros. Orientar el inicio del bobinado para que pueda apuntar al nodo conmutado a menudo etiquetado como SW del IC del convertidor DC- DC. El final del bobinado se conecta al filtro de salida, por lo que será más silencioso o más filtrado que el inicio del bobinado. Según Rick Hartley, experto en PCB, esto podría reducir la EMI entre 2 y 3 dB.

Kenneth Wyatt:
Consejo número ocho: planificar los blindajes locales. A pesar del uso de inductores de blindaje y de un buen diseño de la placa de circuito impreso y de las prácticas de disposición, todavía habrá fuertes campos H y sobre todo E generados alrededor de los bucles del circuito y del inductor de salida. Diseña tus PCB para que se adapten a estos blindajes locales desde el principio añadiendo tiras de soldadura de cercado conectadas al plano de retorno de tierra. Es posible que también tengas que añadirlas alrededor de los IC del procesador y de la memoria; si no los necesitas, perfecto. Würth Elektronik, Layad y muchos otros fabricantes hacen estos blindajes locales estándar y personalizados. He descubierto, por experiencia propia, que es muy difícil fijar blindajes temporales de soldadura si estas tiras de soldadura no están diseñadas al principio.

Kenneth Wyatt:
Aquí hay otra medición realizada por Patrick DeRoy que muestra la reducción del campo E y del campo H al utilizar un blindaje local un centímetro por encima de la PCB. Podéis apreciar una reducción bastante dramática en el campo E a la izquierda, que, si no está blindado, podría irradiar directamente a las antenas inalámbricas. Esto muestra los resultados de un estudio sobre el uso de blindajes locales por parte de ingenieros de Samsung. Observad la ausencia casi total de campos en el teléfono blindado de la derecha. Hoy en día, la mayoría de los teléfonos móviles usan múltiples blindajes locales en la mayoría de los circuitos.

Kenneth Wyatt:
Consejo número nueve: utiliza un absorbente de RF. Una mitigación prometedora es el absorbente de RF cargado con ferrita flexible. He acumulado una colección a lo largo de los años, pero los primeros experimentos no parecían ayudar mucho en las frecuencias celulares. Voy a detenerme en este consejo durante unas cuantas diapositivas, porque creo que hay una oportunidad real de reducir los acoplamientos internos a los módulos receptores, y me gustaría animar a otros a experimentar con este material. Würth Elektronik publicó una nota de aplicación ANP059, en la que se describían tres métodos para caracterizar este absorbente de RF dependiendo de la aplicación. El que sería más útil para absorber campos electromagnéticos era el método de las microstrips, tal como se describe en la diapositiva. La técnica simplemente mide la atenuación a través de una microstrip cuando el material de ferrita se coloca encima. Fijar el absorbente a dispositivos o trazados con contenido de armónicos de alta frecuencia ayuda a suprimir cualquier campo de radiación.

Kenneth Wyatt:
Debido a que la mayoría de los fabricantes no parecían proporcionar el tipo de datos de absorción que necesitaba, configuré un analizador de red escaladora y comencé a caracterizar todas las muestras que tenía para encontrar un material que fuera efectivo en el rango de 600 a 1500 megahercios. Descubrí que la mayoría de mis muestras solo eran efectivas en las frecuencias de microondas, pero sí encontré algunas que funcionaban en las bandas móviles e inalámbricas más comunes. Las pruebas fueron muy rápidas porque todo lo que tenía que hacer era colocar cada muestra sobre la microstrip de 50 ohmios y registrar los resultados. Los resultados de este estudio se mencionan en las referencias. Dos de los mejores que encontré para las bandas inalámbricas y GPS importantes fueron los materiales absorbentes Parker-Chomerics SS4850 0100 0150 300, y Arch Techs WAVE-X WXA20. Pueden apreciar al menos una absorción de 10 dB en la banda LTE celular y hasta 20 dB en la banda GPS para cada material.

Kenneth Wyatt:
En este caso práctico, estaba ayudando al cliente a reducir la densidad celular en varias bandas. Había numerosas fuentes de energía que creaban EMI autogenerada. En este experimento, fijé los parches autoadhesivos Arc Tech WAVE-X WXA20 sobre una memoria RAM DDS, un cable flexible que se sabe que se calienta con la RF y un CI de gestión de la energía que contiene varios convertidores DC-DC. Y estos se muestran con pequeñas "X" rojas.

Kenneth Wyatt:
En el caso de este dispositivo IoT, las antenas celulares estaban ubicadas en la parte superior e inferior con las antenas GPS y wifi en los laterales. Estábamos recibiendo una fuerte filtración de señal de vídeo desde el lateral de la PCB en medio de la banda LTE 5, que es una banda de AT&T. Tras la aplicación de los tres pequeños parches absorbentes, esa señal fuerte cayó por lo menos 15 dB en el piso de ruido, y la sensibilidad celular recibida mejoró en gran medida. Creo que hay muchas más oportunidades en el uso de absorbentes cargados de ferrita para tratar con fuentes de energía de alta frecuencia, como los convertidores DC-DC. El problema es que la mayoría de este material está diseñado para las bandas de microondas y es ineficaz en las bandas utilizadas por la mayoría de los dispositivos IoT.

Kenneth Wyatt:
Consejo número 10: sitúa las antenas y los cables coaxiales lejos de los convertidores DC-DC y otros cables. Las antenas y sus cables coaxiales asociados. Si se utilizan, estos deben encontrarse lo más lejos posible de los convertidores DC-DC, procesadores y cables de E/S o alimentación. Como vimos en diapositivas anteriores, el bucle del circuito de entrada de los convertidores buck de caída de voltaje grande tendrá una dV/dt relativamente alta, y el campo eléctrico asociado puede emparejarse directamente con la antena del receptor. Además, los cables de E/S y de alimentación pueden acoplar las corrientes de modo común generadas en la placa directamente a las antenas.

Kenneth Wyatt:
Bueno, aquí tenéis un consejo extra, número 11: no te fíes de las hojas de datos de los fabricantes de CI. Aunque algunas hojas de datos son precisas, muy a menudo el diseño y el consejo de diseño de EMC son simplemente incorrectos. Aquí hay un par de ejemplos de TI. Y no asuman que TI es el único que proporciona información de diseño incorrecta, todos lo hacen en ocasiones. A la izquierda, el TI TPS54308 hace que no quede claro un plano de retorno sólido. El nodo conmutador pasa por toda la tarjeta y los condensadores de entrada y salida comparten la misma ruta de retorno de tierra. El nodo conmutador debe minimizarse en el área y ubicarse cerca del CI.

Kenneth Wyatt:
A la derecha, en la disposición sugerida para el TI LMR 33630 los condensadores de entrada y salida también comparten la misma ruta de retorno a tierra. Esta es una forma excelente de emparejar el voltaje directamente con el riel de alimentación secundario. El Dr. Todd Hubing presentó un excelente artículo, precisamente sobre este tema, en relación con las hojas de datos de los fabricantes y las notas de aplicación durante el Simposio IEEE 2020 sobre EMC y SIPI, también incluye este tema en sus cursos en learnemc.com. Así que hay una larga lista de cosas que podéis probar si experimentáis una EMI autogenerada, que afecte a vuestras pruebas TIS de sensibilidad del receptor. Después de experimentar con docenas de proyectos de clientes, puedo afirmar que algunos de estos experimentos ayudarán a detectar problemas y otros no. No voy a repasar toda la lista, pero me gustaría mostrar un par de formas de identificar qué convertidor o convertidores DC-DC se acoplan al receptor

Kenneth Wyatt:
Dado que la mayoría de los dispositivos IoT utilizan procesadores integrados que requieren de tres a cinco rieles de alimentación, un truco muy útil para determinar qué convertidores están creando la EMI dominante es sustituirlos por baterías o incorporar reguladores de tensión lineales de tres terminales. Esto es más fácil de lo que creéis porque solo implica quitar el inductor de conmutación de la tarjeta y aprovechar el riel eléctrico. Al retirar el inductor se detiene la actividad de conmutación. Hemos utilizado baterías con diodos de serie Schottky para bajarla a niveles correctos o soldaduras en tres reguladores lineales terminales. Una vez que se han identificado estas fuentes de EMI, se puede centrar la atención en esa zona de la PCB para identificar posibles pads de acoplamiento

Kenneth Wyatt:
En resumen, para lograr el mejor rendimiento de TIS del receptor, necesitamos asegurarnos de que el diseño de la tarjeta sea lo mejor posible utilizando el apilado o stackup y la partición adecuados. También tenemos que asegurarnos de que los circuitos del convertidor DC-DC estén muy juntos y en la capa superior con un plano de retorno sólido debajo. Es muy probable que necesitemos blindajes locales sobre fuentes de alta energía, como convertidores DC-DC, procesadores y memoria. Intentad añadir absorbente de RF a fuentes de energía conocidas como pistas radiantes, procesadores, RAM y convertidores DC-DC. La colocación adecuada de las antenas inalámbrica y celular también puede ser un factor clave.

Kenneth Wyatt:
Estos son algunos recursos que me parecen útiles, así como algunos de mis artículos que profundizan más sobre el tema. La EMI autogenerada lleva mucho tiempo siendo un problema para los fabricantes que desarrollan productos inalámbricos y celulares de IoT.

Espero que estos consejos os ayuden a lograr un acoplamiento bajo de ruido EMI a vuestros receptores inalámbricos y móviles. Para obtener más información sobre la resolución de problemas de EMI inalámbrica, o la resolución de problemas de EMC en general, podéis consultar mis blogs en design-4-emc.com, en EDM, en interferencetechnology.com o en mi página de autor en Amazon.

Sobre el autor / Sobre la autora

Sobre el autor / Sobre la autora

Kenneth Wyatt is principal consultant of Wyatt Technical Services LLC and served three years as the senior technical editor for Interference Technology magazine from 2016 through 2018. He has worked in the field of EMC engineering for over 30 years with a specialty in EMI troubleshooting and pre-compliance testing. 

He is a co-author of the popular EMC Pocket Guide and RFI Radio Frequency Interference Pocket Guide. He also co-authored the book with Patrick André, EMI Troubleshooting Cookbook for Product Designers, with forward by Henry Ott. He recently completed and released a three-volume “EMC Troubleshooting Trilogy”, which is now available through Amazon. 

He is widely published and authors a monthly column, The EMC Blog, which is hosted by EDN.com and continues to write for Interference Technology and the Signal Integrity Journal. Ken is a senior life member of the IEEE and a longtime member of the EMC Society. To contact Ken or for more information on technical articles, training schedules and links, check out his web site: http://www.emc-seminars.com.

Articulos más recientes

Volver a la Pàgina de Inicio