Récupérez les pertes de conducteur en nettoyant votre couche de masse du PCB

Le routage à impédance contrôlée à haute fréquence est suffisamment difficile, et il est important de s'assurer que vous restez dans votre budget de pertes sur les longs trajets ou dans des médias à pertes. Lorsque vous devez router une longue piste ou une paire différentielle longue vers un connecteur ou un autre composant, que pouvez-vous faire si vous atteignez la limite de votre budget de pertes ?

La plupart des concepteurs vous diront simplement d'utiliser un matériau alternatif à faible perte/RF qui a un tangent de perte plus faible lorsque les pertes sont excessives sur les interconnexions à haute vitesse/haute fréquence. Que pouvez-vous faire d'autre si les pertes sont un problème sur ces longues interconnexions ?

Il y a une astuce que vous pouvez utiliser avec les lignes microstrip qui est mise en œuvre par les concepteurs d'équipements/appareils 5G. C'est une technique qui m'a été décrite comme le routage de référence sauté, ou simplement routage sauté. Le nom fait référence au fait de sauter les couches de référence à l'extrémité de charge d'une interconnexion, modifiant ainsi la distribution du champ autour d'une trace microstrip et réduisant les pertes totales. Dans cet article, nous examinerons cette méthode de routage et expliquerons comment elle peut aider à récupérer une partie du budget de pertes dans une interconnexion à pertes.

Qu'est-ce que le routage par saut ?

Le routage par saut implique de dégager une partie de la couche de masse du PCB dans la couche de référence pour une ligne de transmission microstrip à l'extrémité de charge d'un trajet. Une fois que le signal pénètre dans la région avec le dégagement de masse, le signal subira moins de pertes. Cela se produit parce que l'acte de déplacer le plan de masse du PCB loin de la trace modifie la distribution du champ autour de la ligne de transmission microstrip. De cette manière, l'impédance de la ligne de transmission est maintenant référencée à la couche la plus proche suivante dans l'empilement tant que les deux régions de masse sont réglées au même potentiel. L'image ci-dessous montre comment cela fonctionne.

Lorsque vous dégagez un peu de masse dans la région sous le composant de destination, vous devez maintenant ajuster la largeur de la trace microstrip sur la couche de surface afin de pouvoir maintenir une impédance constante. Lorsque la trace entre dans la région avec la couche de masse dégagée, la largeur de la trace doit être élargie dans la région dégagée pour établir l'impédance dans les deux régions comme étant égale. Cela vous permet de réduire les pertes d'insertion totales dans la région dégagée sans créer de nouvelles pertes de retour à l'interface entre ces régions. J'ai inclus un petit évasement dans la région de transition, qui idéalement devrait être électriquement court (environ 10% de la longueur d'onde opérationnelle pour les signaux RF).

Utilisation d'une découpe de masse pour réduire les pertes dans les conducteurs

La perte subie par le signal dépendra de la densité des lignes de champ autour de la ligne microstrip, mais ce n'est pas nécessairement parce que le facteur de perte change. Une fois que la couche de masse la plus proche est dégagée sous le microstrip et que la trace est référencée à la couche de masse suivante, la largeur de la trace peut être confortablement augmentée car cela aidera la trace à atteindre son objectif d'impédance.

Comment pouvons-nous obtenir une réduction des pertes dans cette trace sans pour autant changer le facteur de perte? La réponse réside dans l'effet de peau dans le conducteur. En élargissant le conducteur pour assurer le contrôle de l'impédance dans la région de la couche de masse dégagée, les pertes par effet de peau seront réduites. Nous pouvons voir cela si nous regardons une formule approximative pour la résistance de l'effet de peau d'un conducteur avec une section transversale rectangulaire:

Puisqu'il s'agit simplement d'une valeur de résistance, nous devrions pouvoir voir qu'augmenter la largeur de la trace (W) augmentera la section transversale, et donc la résistance diminuera. Cela aide à récupérer une petite quantité de pertes résistives et réactives dans la région où la largeur de la trace est plus grande.

Opter pour une configuration coplanaire au lieu d'utiliser des découpes de masse

Jusqu'à présent, je n'ai discuté que de ce qui se passe lorsque nous avons des lignes microstrip régulières. Que se passe-t-il si vous avez conçu avec un guide d'ondes coplanaire avec plan de masse ? La différence est que le rapport largeur sur épaisseur diélectrique sera plus petit pour un guide d'ondes coplanaire lorsque l'espacement entre la piste et le plan de masse est plus faible. Cependant, vous avez un autre levier sur lequel vous pouvez agir : l'espacement entre la piste et son routage de masse à proximité.

Ici, nous avons une autre version du routage par saut : où nous changeons l'espacement en sortant du guide d'ondes coplanaire et d'un microstrip. Si vous vous souvenez d'un article précédent sur les dégagements des microstrips par rapport à la masse, vous remarquerez qu'amener un routage de masse près d'un microstrip réduit son impédance, c'est pourquoi nous pouvons utiliser une piste plus fine dans un guide d'ondes coplanaire qu'un microstrip pour la même épaisseur de substrat.

L'exemple ci-dessous montre une autre manière de récupérer certaines pertes en passant d'un guide d'onde coplanaire étroit à un microstrip large. Si vous vous souvenez de mon article précédent sur les pertes microstrip vs. guide d'onde coplanaire, vous remarquerez que la trace coplanaire aura des pertes de conducteur de PCB plus importantes pour un placage rugueux typique comme l'ENIG. Cela est (en partie) dû à la modification des pertes de la ligne microstrip par le placage rugueux, ce qui augmente l'ampleur de l'effet de peau. En sortant de la ligne coplanaire pour passer à un microstrip avec un évasement, le microstrip aura des pertes inférieures à celles de la section coplanaire.

Dans cet exemple, nous n'avons pas dégagé le plan de masse sur la couche suivante. Au lieu de cela, nous avons juste dégagé le plan de masse sur la même couche puis élargi la trace pour maintenir l'impédance. Certaines pertes supplémentaires seraient réduites en optant pour un placage à l'argent immersion au lieu de l'ENIG, ainsi qu'en retirant le masque de soudure de ces lignes car les matériaux de masque de soudure LPI ont un tangent de perte élevé.

Et qu'en est-il du Dk effectif ?

Lorsque la distance entre la piste et la couche de masse est augmentée, la distribution du champ va changer et donc la valeur de Dk effective vue par le signal se déplaçant sur la piste va également changer. On pourrait légitimement se demander : qu'arrive-t-il à la valeur de Dk effective, et cela change-t-il les pertes totales le long de l'interconnexion ?

Il est vrai que modifier la largeur de la piste modifie la distribution du champ autour de la piste, mais cela ne change que légèrement la constante diélectrique effective. Cela est dû au fait que le rapport largeur sur épaisseur diélectrique nécessaire pour une impédance contrôlée est seulement légèrement non linéaire pour un microstrip, donc doubler l'épaisseur diélectrique nécessite de presque doubler la largeur de la piste pour atteindre la même impédance. Cela vous ramène à la même valeur de Dk effective pour vos microstrips. Cela devrait expliquer pourquoi le facteur de perte n'a pas besoin de changer pour récupérer certaines pertes dans vos interconnexions.

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