Filtre de sortie d'alimentation à découpage : Conception et Simulation

Les alimentations à découpage existent sous de nombreuses formes, telles que dans une alimentation de laboratoire de banc de haute puissance, ou intégrées sur un PCB avec des CI spécialisés et des composants passifs. L'objectif lors de la conception de ces systèmes est de garantir une livraison de puissance DC stable au reste de votre système avec un minimum de bruit. Il est également idéal d'atténuer les effets de tout résidu de ripple provenant du redressement ou d'éliminer tout bruit sur l'entrée. Maintenir la sortie sans bruit et stable peut nécessiter l'utilisation d'un filtre de sortie, qui peut être implémenté en utilisant des composants passifs dans la disposition de votre PCB.

Dans cet article, je montrerai comment un filtre de sortie d'alimentation à découpage peut être utilisé pour atténuer le bruit de sortie et comment vous pouvez utiliser certains outils de simulation pour optimiser la conception de votre filtre pour un faible bruit. Comme je l'ai discuté dans un article précédent sur ce blog, et comme nous le verrons à partir de certains résultats de simulation, réduire le bruit dépend des valeurs des composants dans le filtre de sortie et de l'inducteur dans le circuit. À titre d'exemple, examinons une topologie de convertisseur buck-boost pour voir comment implémenter un filtre de sortie pour une alimentation à découpage.

Commencer la conception d'un filtre de sortie pour alimentation à découpage

Le filtre de sortie sur un convertisseur DC/DC (que ce soit un convertisseur abaisseur/élévateur ou une autre topologie) est un filtre passe-bas. Cela peut être aussi simple qu'un condensateur de dérivation, bien que la méthode typique consiste à placer un filtre en pi pour dévier le bruit AC vers la terre. La raison en est que la fonction d'un converteur à découpage est d'échanger le ripple de basse fréquence provenant de la conversion de puissance AC-DC en bruit de commutation de haute fréquence issu d'un transistor de commutation. Le filtre de sortie élimine ensuite le bruit de commutation de haute fréquence sur la sortie du filtre, fournissant ainsi une puissance DC propre à la charge.

L'image ci-dessous montre un schéma de convertisseur buck-boost à commutation avec un transistor PMOS de puissance (vous pourriez utiliser un NMOS et changer les polarités de V1 et V2). J'ai mis en évidence deux sections : la section du convertisseur à commutation (en vert) et la section du filtre de sortie (en rouge). Dans ce circuit, le condensateur de sortie fait partie du filtre de sortie de l'alimentation à découpage. Le filtre a une topologie de filtre en pi standard pour fournir un filtrage passe-bas.

Enfin, nous avons les paramètres suivants sur le PWM : fréquence de commutation de 100 kHz, temps de montée de 10 ns, cycle de travail de 30 %. Plutôt que de nous concentrer sur la plage autorisée de valeurs de PWM ou de composants passifs qui donnent une puissance spécifique, nous voulons nous concentrer sur la plage de valeurs des composants de filtrage qui nous donnent le moins de bruit. Tout d'abord, nous examinerons la réponse transitoire réelle avec la nouvelle fonction de tableau de bord de simulation d’Altium Designer, puis nous examinerons une plage de valeurs de composants de filtrage qui donnent le moins de bruit.

Sortie de puissance initiale

L'image ci-dessous montre une simulation transitoire montrant la tension aux bornes des condensateurs (graphique du haut) et le courant délivré à la charge (graphique du bas). À partir de ce résultat, nous pouvons comparer la sortie non filtrée (courbe rouge, graphique du haut) avec la sortie filtrée (courbe bleue, graphique du haut). Le filtre fait un travail correct de nettoyage du bruit de commutation du convertisseur. Cependant, il y a une réponse transitoire à basse fréquence claire lorsque le convertisseur passe de OFF à ON.

Cette réponse transitoire est très importante. En fait, le dépassement transitoire dépend du temps de montée du signal PWM et des parasites dans le MOSFET, ainsi que des pôles présents dans le circuit de filtrage. Dans certains cas, le dépassement peut atteindre jusqu'à 50% du courant de charge lorsque le convertisseur bascule entre deux états de tension, c'est-à-dire lors du changement entre deux fréquences ou cycles de travail PWM. Cela pourrait produire un pic de courant important qui pourrait endommager votre charge.

Qu'est-ce qui contribue à cette réponse transitoire ?

Ici, nous avons plusieurs contributeurs aux caractéristiques transitoires observées ci-dessus :

1. Une ondulation de haute fréquence comme vu dans la courbe rouge ci-dessus
2. Une réponse transitoire de fréquence moyenne provenant des pôles du filtre LC
3. Une réponse transitoire de basse fréquence produisant le grand dépassement dû aux transitoires dans le MOSFET.

Comme nous le verrons, les filtres de sortie sont vraiment bons pour traiter les points #1 et #2. Ils ne sont pas la meilleure option pour traiter le point #3, mais ils affecteront la réponse transitoire due aux éléments parasites du MOSFET.

L'impédance de charge

La valeur du composant de charge influence également l'ondulation en sortie dans ce circuit. Dans l'image ci-dessous, j'ai montré ce qui se passe lorsque la résistance de charge est augmentée à 1 MOhm, ce qui est une valeur utile pour simuler l'impédance d'entrée d'un circuit intégré CMOS. À partir de là, nous pouvons voir la véritable ondulation en sortie, qui se reflète dans le courant de charge.

Pour cette raison, nous voudrions atténuer la réponse du circuit convertisseur, ou redessiner la section de filtrage afin que nous n'ayons pas un tel problème de dépassement en sortie. Une option consiste à ajouter directement un peu de résistance pour amortir.

Ajout de résistances pour l'amortissement

Une manière de résoudre un problème avec une réponse transitoire sous-amortie est d'ajouter de l'amortissement sur les condensateurs C1 et C2. Pour ce faire, j'ai ajouté des résistances de 1 Ohm aux condensateurs C1 et C2 afin de fournir un peu d'amortissement, et je charge une résistance de 10 Ohm. Cela amènera la réponse transitoire très près du régime critique d'amortissement, offrant une transition douce entre les états OFF et ON lorsque la simulation commence. La même transition douce se produirait entre deux états de sortie de puissance si les paramètres PWM étaient modifiés. Cependant, si les résistances sont plus grandes, nous aurions une réponse transitoire plus lente.

Un léger problème avec cela est que nous avons perdu une petite quantité de puissance : nous avons moins de courant atteignant la charge et la tension de sortie est légèrement inférieure. Une partie de la puissance est dissipée sur les résistances dans la section RC, entraînant des pertes supplémentaires. Il y a aussi un léger bruit résiduel sur le courant de sortie, bien que cela soit très petit.

Nous obtenons le même type de réponse si nous utilisons la charge de 1 MOhm, mais nous voyons une ondulation initiale dans la chute de tension à travers C1 + (résistance en série) net. C'est une réponse convenable car l'ondulation ne se reflète pas sur la sortie, mais il y a toujours la même lente montée du courant de sortie. Cela est acceptable si vous n'avez pas besoin d'une régulation très rapide avec une boucle de rétroaction et que vous souhaitez assurer un transfert en douceur entre les états.

Avant d'aller plus loin, je pense qu'il est important de noter que, bien que la réponse soit beaucoup plus lente, nous atteignons environ 95 % du courant final attendu en environ 3 ms, ce qui constitue encore un temps d'activation raisonnablement rapide. Juste pour comparaison, certains alimentations commerciales sont évaluées à 10 fois le temps total d'activation. Ce temps d'activation pourrait être dominé par d'autres composants comme le pilote PWM, surtout s'il existe une boucle de rétroaction pour fournir un contrôle de précision. Par conséquent, nous fonctionnons toujours suffisamment rapidement, même si le temps d'activation semble très lent.

Une option ici est de ré-ingénierer notre circuit de filtre de sortie d'alimentation à découpage sans résistance ajoutée afin de produire un résultat similaire.

Changer C1, C2 et/ou L2

Une autre option ici est de retirer les résistances et de changer C1/C2 et L2. Le problème de la modification de C1 et C2 est que le ripple en fin de sortie sera affecté par la valeur de ces condensateurs car vous modifiez les conditions pour un amortissement critique. La condition où l'amortissement critique se présente est une expression quadratique plutôt compliquée, mais l'intuition devrait être claire ici :

• Si les valeurs des condensateurs sont trop basses, nous aurions une réponse fortement sous-amortie avec une oscillation à haute fréquence.
• Si la valeur du condensateur est trop élevée, nous avons une réponse très lente car les condensateurs mettent beaucoup de temps à se charger jusqu'au niveau DC requis.

Vous vous demandez peut-être ; comment avons-nous une réponse transitoire sous-amortie avec dépassement dans un filtre pi ? En réalité, nous avons 2 filtres LC avec plusieurs pôles dans la fonction de transfert combinée en raison de la présence de plusieurs éléments réactifs (2 inducteurs et 2 condensateurs). Si vous regardez de près les résultats ci-dessus, nous pouvons voir deux réponses transitoires superposées l'une à l'autre. Ce sont la réponse LC commutée de L1 et C1 (la réponse standard du convertisseur buck-boost), et la réponse RLC typique de L2, C2 et la résistance de charge.

Ajuster L2 et les condensateurs de sortie ensemble est une autre manière d'obtenir une faible ondulation en sortie. Dans l'image ci-dessous, j'ai créé un balayage de fréquence dans mon Tableau de Bord de Simulation afin de parcourir une gamme de valeurs d'inductance. Ici, je souhaite me limiter aux inductances pratiques que je pourrais trouver dans des composants plus petits tout en alimentant la charge de 10 Ohms. Pour m'assurer que je me rapproche autant que possible de l'amortissement critique, je vais balayer différentes valeurs de C1 = C2 et L2. Je commence avec une plus petite capacité (1 uF) et je balaye à travers des valeurs de L2 jusqu'à 0.2 mH. Pour la charge de 1 MOhm, il suffit de suivre la même procédure en utilisant les conditions pour un amortissement critique dans un circuit RLC.

Il s'avère que la meilleure valeur d'inductance pour L2 est d'environ 150-200 uH. Il existe de nombreux inducteurs bobinés avec des courants continus dépassant ~1.5 A. Un exemple est le IHV30EB150 de Vishay.

Résumé des Stratégies de Filtrage

Qu'avons-nous appris ici ? Il y a quelques aperçus que nous avons gagnés et quelques points que nous pouvons déduire de ces simulations :

• La conception de votre filtre dépend fortement des valeurs des condensateurs de sortie du convertisseur. Si les condensateurs de sortie sont trop petits, alors vous devez placer un condensateur supplémentaire en parallèle pour obtenir une fréquence de coupure assez petite pour fournir un filtrage du bruit.
• Nous avons uniquement examiné un filtre de sortie, mais placer un filtrage sur l'entrée est souvent bien plus efficace pour réduire le bruit total. C'est essentiellement ce que vous faites avec le condensateur de sortie sur un redresseur complet : vous essayez de fournir une alimentation DC stable dans la section de conversion de puissance de l'alimentation.
• Il y a un dépassement dans la réponse transitoire du filtre pi qui peut être assez important. Cela peut être amorti de la manière habituelle en plaçant une résistance en série avec les condensateurs C1 et C2 ou en ajustant la valeur de L2.
• Lors de l'ajout d'amortissement, assurez-vous de comparer la résistance dont vous avez besoin avec la valeur ESR des condensateurs que vous utilisez. Notez également que vous ralentissez la réponse du circuit et sacrifiez un peu de puissance.
• Parce que le pic de courant à la charge pendant la réponse transitoire dépend des paramètres du PWM, nous pourrions également adopter l'approche consistant à déterminer une plage autorisée de fréquences/temps de montée du PWM qui donnent un bruit suffisamment faible.

Améliorations Supplémentaires

Une dernière option pour continuer à améliorer la réponse du filtre après sa conception est d'utiliser un snubber RC avant et après le filtre. En fait, le condensateur utilisé sur la sortie aura une certaine ESR, donc il agira comme un mini-circuit snubber RC. Une option serait d'utiliser des condensateurs à ESR contrôlé à ces points pour fournir juste la bonne quantité d'amortissement nécessaire.

L'emplacement le plus courant pour placer un snubber se trouve dans un convertisseur avec des éléments de commutation haute et basse tension. Celui-ci serait placé à travers le MOSFET côté bas pour amortir la réponse transitoire du MOSFET et produire une sortie plus lisse. Un exemple pour un convertisseur abaisseur est montré dans le diagramme ci-dessous, mais la même idée s'applique à toute autre topologie où il est nécessaire de réduire le bruit dû à la commutation des MOSFETs. Un autre exemple parfait se trouve dans les convertisseurs de commutation plus grands qui utilisent des MOSFETs multiples en parallèle, qui peuvent avoir les mêmes problèmes de commutation et de dépassement.

Finaliser Votre Schéma d'Alimentation à Découpage

Dans l'exemple ci-dessus, nous avons uniquement montré la section convertisseur d'une alimentation SMPS, et d'autres blocs de circuits importants sont nécessaires pour faire fonctionner une SMPS. Les autres sections nécessaires dans une SMPS dépendent de l'application finale et du niveau de contrôle ou de précision requis dans le système. Dans l'exemple ci-dessus, nous n'avons pas inclus certaines autres fonctionnalités nécessaires :

• Génération de PWM : Pour régler la tension de sortie à un niveau spécifique pour une fréquence PWM donnée, un générateur de PWM peut être utilisé pour assurer la tension de sortie à un niveau désiré. Cela peut être aussi simple qu'un circuit VCO, ou des circuits intégrés générateurs de PWM spécialisés peuvent être utilisés.
• Boucle de contrôle : Certaines topologies d'alimentation, telles que les convertisseurs résonnants LLC, nécessiteront une boucle de contrôle de courant élevé, où la sortie du convertisseur est mesurée et le cycle de travail ou la fréquence du PWM est ajusté pour maintenir la tension au niveau souhaité. Un ampli-op avec une tension de référence est la manière la plus simple de faire cet ajustement, ou cela peut être fait numériquement avec un MCU. Il existe également des puces de contrôleur spécialisées que vous pouvez utiliser.
• Interface utilisateur : Le système peut nécessiter une manière de prendre en entrée les actions de l'utilisateur et d'appliquer le cycle de travail/la fréquence PWM nécessaires pour atteindre la tension de sortie désirée. La manière la plus simple de faire cela est avec un contrôleur intégré, ou si vous souhaitez concevoir votre propre stratégie de contrôle, vous pouvez implémenter une application sur un MCU.

Il existe certains composants de contrôleur d'alimentation qui se placent dans la boucle de contrôle, mesurent la tension de sortie et ajustent le signal PWM en fonction des paramètres appliqués via une interface numérique (habituellement I2C) et implémentés avec un MCU.

Une fois que vous avez terminé votre schéma SMPS et votre filtre de sortie d'alimentation à découpage, vous pouvez remplacer tous les composants génériques par des composants réels en utilisant le Panneau de Recherche de Pièces du Fabricant dans Altium Designer®. Vous pouvez ensuite partager vos conceptions avec vos collaborateurs et votre fabricant en utilisant la plateforme Altium 365™.

Nous n'avons fait qu'effleurer la surface de ce qu'il est possible de faire avec Altium Designer sur Altium 365. Vous pouvez consulter la page du produit pour une description plus approfondie des fonctionnalités ou l'un des Webinaires à la Demande.