Schaltnetzteil-Ausgangsfilter: Entwurf und Simulation

Schaltnetzteile gibt es in vielen Formen, beispielsweise als leistungsstarkes Labornetzteil für die Werkbank oder eingebettet auf einer PCB mit speziellen ICs und passiven Bauelementen. Das Ziel beim Entwerfen dieser Systeme ist es, eine stabile Gleichstromversorgung für den Rest Ihres Systems mit minimalen Störungen sicherzustellen. Es ist auch ideal, die Auswirkungen jeglicher Restwelligkeit von der Gleichrichtung zu dämpfen oder jegliches Rauschen am Eingang zu entfernen. Um den Ausgang rauschfrei und stabil zu halten, könnte die Verwendung eines Ausgangsfilters erforderlich sein, der mit passiven Bauelementen in Ihrem PCB-Layout implementiert werden kann.

In diesem Artikel werde ich zeigen, wie ein Ausgangsfilter für Schaltnetzteile verwendet werden kann, um Ausgangsrauschen zu dämpfen und wie Sie einige Simulationstools nutzen können, um Ihr Filterdesign für geringes Rauschen zu optimieren. Wie ich in einem früheren Artikel in diesem Blog besprochen habe und wie wir anhand einiger Simulationsergebnisse sehen werden, hängt die Reduzierung von Rauschen von den Werten der Komponenten im Ausgangsfilter und der Induktivität im Schaltkreis ab. Als Beispiel betrachten wir eine Buck-Boost-Konverter-Topologie, um zu sehen, wie ein Ausgangsfilter für ein Schaltnetzteil implementiert werden kann.

Ein Ausgangsfilterdesign für Schaltnetzteile beginnen

Der Ausgangsfilter eines DC/DC-Wandlers (egal ob Abwärts-/Aufwärtswandler oder eine andere Topologie) ist ein Tiefpassfilter. Dies kann so einfach sein wie ein Shunt-Kondensator, obwohl die typische Methode darin besteht, einen Pi-Filter zu platzieren, um AC-Rauschen zur Erde abzuleiten. Der Grund dafür ist, dass die Funktion eines Schaltwandlers darin besteht, niedrigfrequentes Ripple von der AC-DC-Stromumwandlung in höherfrequentes Schaltrauschen von einem Schalttransistor umzutauschen. Der Ausgangsfilter entfernt dann das höherfrequente Schaltrauschen am Ausgang des Filters und liefert sauberen Gleichstrom an die Last.

Das Bild unten zeigt ein Schaltschema eines Schalt-Buck-Boost-Wandlers mit einem Power-PMOS-Transistor (man könnte NMOS verwenden und die Polaritäten von V1 und V2 ändern). Ich habe zwei Abschnitte hervorgehoben: den Schaltwandlerabschnitt (in Grün) und den Ausgangsfilterabschnitt (in Rot). In diesem Schaltkreis ist der Ausgangskondensator Teil des Ausgangsfilters der Schaltnetzteil. Der Filter hat eine standardmäßige Pi-Filter-Topologie, um Tiefpassfilterung zu bieten.

Schließlich haben wir die folgenden Parameter für das PWM: 100 kHz Schaltfrequenz, 10 ns Anstiegszeit, 30% Tastverhältnis. Anstatt uns auf den erlaubten Bereich von PWM- oder passiven Werten zu konzentrieren, die eine spezifische Leistungsabgabe liefern, möchten wir uns auf den Bereich der Filterkomponentenwerte konzentrieren, die uns das geringste Rauschen liefern. Zuerst werden wir uns die tatsächliche transiente Antwort mit Altium Designer’s neuer Simulations-Dashboard-Funktion ansehen, dann werden wir uns eine Reihe von Filterkomponentenwerten ansehen, die das geringste Rauschen liefern.

Anfängliche Leistungsabgabe

Das Bild unten zeigt eine transiente Simulation, die die Spannung über den Kondensatoren (oberes Diagramm) und den Strom, der zur Last geliefert wird (unteres Diagramm), zeigt. Aus diesem Ergebnis können wir den ungefilterten Ausgang (rote Kurve, oberes Diagramm) mit dem gefilterten Ausgang (blaue Kurve, oberes Diagramm) vergleichen. Der Filter leistet gute Arbeit bei der Reinigung des Schaltrauschens vom Wandler. Es gibt jedoch eine deutliche niederfrequente transiente Antwort, wenn der Wandler von AUS auf EIN schaltet.

Diese transiente Antwort ist sehr wichtig. Tatsächlich hängt das transiente Überschwingen von der Anstiegszeit des PWM-Signals und den parasitären Elementen im MOSFET ab, sowie von den Polen, die im Filterkreis vorhanden sind. In bestimmten Fällen kann das Überschwingen bis zu 50% des Laststroms erreichen, wenn der Wandler zwischen zwei Spannungszuständen wechselt, d.h., beim Wechsel zwischen zwei PWM-Frequenzen oder Tastverhältnissen. Dies könnte einen großen Stromstoß erzeugen, der Ihre Last beschädigen könnte.

Was trägt zu dieser transienten Antwort bei?

Hier haben wir mehrere Beiträge zu den oben beobachteten transienten Eigenschaften:

1. Hohe Frequenzwelligkeit, wie in der roten Kurve oben zu sehen
2. Eine mittelfrequente transiente Antwort von den LC-Filterpolen
3. Eine niederfrequente transiente Antwort, die das große Überschwingen aufgrund von Transienten im MOSFET erzeugt.

Wie wir sehen werden, sind Ausgangsfilter wirklich gut geeignet, um mit #1 und #2 umzugehen. Sie sind nicht die beste Option für den Umgang mit #3, aber sie werden die transiente Antwort aufgrund der parasitären Elemente des MOSFETs beeinflussen.

Die Lastimpedanz

Der Wert der Lastkomponente beeinflusst auch das Rauschen am Ausgang in diesem Schaltkreis. Im Bild unten habe ich gezeigt, was passiert, wenn der Lastwiderstand auf 1 MOhm erhöht wird, was ein nützlicher Wert ist, um die Eingangsimpedanz für einen CMOS-Integrierten Schaltkreis zu simulieren. Von hier aus können wir das wahre Rauschen am Ausgang sehen, das im Laststrom widergespiegelt wird.

Aus diesem Grund würden wir die Antwort vom Wandlerkreis dämpfen wollen oder den Filterabschnitt so umgestalten, dass wir kein solches Problem mit Überschwingen am Ausgang haben. Eine Option ist, direkt etwas Dämpfung hinzuzufügen, indem man etwas Widerstand hinzufügt.

Widerstände zur Dämpfung hinzufügen

Eine Möglichkeit, ein Problem mit einer unterdämpften transienten Antwort zu lösen, besteht darin, den Kondensatoren C1 und C2 etwas Dämpfung hinzuzufügen. Um dies zu tun, habe ich 1 Ohm Widerstände zu den Kondensatoren C1 und C2 hinzugefügt, um etwas Dämpfung zu bieten, und ich betreibe die 10 Ohm Last. Dies wird die transiente Antwort sehr nahe an den kritisch gedämpften Bereich bringen und einen sanften Übergang zwischen AUS- und EIN-Zuständen bieten, wenn die Simulation beginnt. Der gleiche sanfte Übergang würde zwischen zwei Leistungsausgangszuständen auftreten, wenn die PWM-Parameter geändert würden. Wenn die Widerstände jedoch größer sind, hätten wir eine langsamere transiente Antwort.

Ein kleines Problem dabei ist, dass wir eine geringe Menge an Leistung verloren haben: Wir haben weniger Strom, der die Last erreicht, und die Ausgangsspannung ist etwas niedriger. Ein Teil der Leistung wird an den Widerständen im RC-Abschnitt abgefallen, was zu einigen zusätzlichen Verlusten führt. Es gibt auch ein wenig verbleibendes Rauschen auf dem Ausgangsstrom, obwohl dies sehr klein ist.

Wir erhalten die gleiche Art von Antwort, wenn wir die 1 MOhm Last verwenden, aber wir sehen einige anfängliche Wellen im Spannungsabfall über C1 + (Serienschaltungswiderstand) Netz. Dies ist eine anständige Antwort, da die Welligkeit nicht zum Ausgang reflektiert wird, aber es gibt immer noch den gleichen langsamen Anstieg des Ausgangsstroms. Das ist in Ordnung, wenn Sie keine sehr schnelle Regelung mit einer Rückkopplungsschleife benötigen und Sie einen sanften Übergang zwischen den Zuständen sicherstellen möchten.

Bevor wir weitermachen, denke ich, dass es wichtig ist zu erwähnen, dass, obwohl die Reaktion viel langsamer ist, wir uns auf ~95% des erwarteten endgültigen Stroms in ~3 ms einstellen, was immer noch eine vernünftig schnelle Einschaltzeit ist. Zum Vergleich: Einige kommerzielle Stromversorgungen sind mit dem 10-fachen der gesamten Einschaltzeit bewertet. Diese Einschaltzeit könnte von anderen Komponenten wie dem PWM-Treiber dominiert werden, insbesondere wenn es eine Rückkopplungsschleife gibt, um eine präzise Steuerung zu gewährleisten. Daher arbeiten wir immer noch ausreichend schnell, auch wenn die Einschaltzeit sehr langsam erscheint.

Eine Option hier ist, unseren Schaltnetzteil-Ausgangsfilterkreis ohne zusätzlichen Widerstand neu zu konstruieren, um ein ähnliches Ergebnis zu erzielen.

Ändern von C1, C2 und/oder L2

Eine weitere Option hier ist, die Widerstände zu entfernen und C1/C2 und L2 zu ändern. Das Problem bei der Modifikation von C1 und C2 ist, dass das Endrauschen auf der Ausgangsseite durch den Wert dieser Kondensatoren beeinflusst wird, da Sie die Bedingungen für kritische Dämpfung ändern. Die Bedingung, unter der kritische Dämpfung auftritt, ist ein ziemlich komplizierter quadratischer Ausdruck, aber die Intuition sollte hier klar sein:

• Wenn die Kondensatorwerte zu niedrig sind, hätten wir eine stark unterdämpfte Reaktion mit hoher Frequenzschwingung.
• Wenn der Kapazitätswert zu hoch ist, haben wir eine sehr langsame Reaktion, da die Kondensatoren lange brauchen, um sich auf das erforderliche Gleichspannungsniveau aufzuladen.

Man könnte sich fragen; wie haben wir eine unterdämpfte transiente Antwort mit Überschwingen in einem Pi-Filter? In Wirklichkeit haben wir 2 LC-Filter mit mehreren Polen in der kombinierten Übertragungsfunktion aufgrund der Anwesenheit mehrerer reaktiver Elemente (2 Induktoren und 2 Kondensatoren). Wenn man die obigen Ergebnisse genau betrachtet, kann man zwei überlagerte transiente Antworten erkennen. Das sind die geschaltete LC-Antwort von L1 und C1 (die Standard-Buck-Boost-Konverter-Antwort) und die typische RLC-Antwort von L2, C2 und dem Lastwiderstand.

Das Anpassen von L2 und den Ausgangskondensatoren zusammen ist ein weiterer Weg, um eine geringe Welligkeit am Ausgang zu erreichen. Im Bild unten habe ich einen Frequenzsweep in meinem Simulations-Dashboard erstellt, um durch eine Reihe von Induktivitätswerten zu gehen. Hier möchte ich mich auf praktische Induktivitäten beschränken, die ich in kleineren Komponenten finden würde, während ich die 10-Ohm-Last antreibe. Um sicherzustellen, dass ich so nah wie möglich an der kritischen Dämpfung bin, werde ich durch verschiedene Werte von C1 = C2 und L2 sweepen. Ich beginne mit einer kleineren Kapazität (1 uF) und sweep durch Werte von L2 bis zu 0,2 mH. Für die 1-MOhm-Last, folgen Sie einfach dem gleichen Verfahren unter Verwendung der Bedingungen für kritische Dämpfung in einem RLC-Kreis.

Wie sich herausstellt, ist der beste Induktivitätswert für L2 etwa 150-200 uH. Es gibt viele Drahtgewickelte Induktoren mit Gleichstrombewertungen, die ~1,5 A überschreiten. Ein Beispiel ist der IHV30EB150 von Vishay.

Zusammenfassung der Filterstrategien

Was haben wir hier gelernt? Es gibt einige Erkenntnisse, die wir gewonnen haben, und einige Punkte, die wir aus diesen Simulationen ableiten können:

• Ihr Filterdesign hängt stark von den Werten der Ausgangskondensatoren des Wandlers ab. Wenn die Ausgangskondensatoren zu klein sind, dann müssen Sie einen zusätzlichen Kondensator parallel schalten, um die Grenzfrequenz klein genug zu bekommen, damit eine Geräuschfilterung bereitgestellt wird.
• Wir haben uns nur ein Ausgangsfilter angesehen, aber die Platzierung eines Filters am Eingang ist oft viel effektiver, um das Gesamtrauschen zu reduzieren. Das ist im Grunde das, was Sie mit dem Ausgangskondensator bei einem Vollwellengleichrichter machen: Sie versuchen, stabile Gleichstromleistung in den Leistungsumwandlungsteil des Netzteils einzuspeisen.
• Es gibt ein Überschwingen in der transienten Antwort vom Pi-Filter, das ziemlich groß sein kann. Dies kann auf die übliche Weise gedämpft werden, indem ein Widerstand in Reihe mit den Kondensatoren C1 und C2 geschaltet wird oder indem der Wert von L2 angepasst wird.
• Wenn Sie eine Dämpfung hinzufügen, vergleichen Sie unbedingt den Widerstand, den Sie benötigen, mit dem ESR-Wert der Kondensatoren, die Sie verwenden. Beachten Sie auch, dass Sie die Reaktionsgeschwindigkeit des Schaltkreises verlangsamen und etwas Leistung opfern.
• Da der Stromspitzenwert bei der Last während der transienten Antwort von den PWM-Parametern abhängt, könnten wir auch den Ansatz verfolgen, einen zulässigen Bereich von PWM-Frequenzen/Anstiegszeiten zu bestimmen, die ausreichend geringes Rauschen liefern.

Weitere Verbesserungen

Eine letzte Möglichkeit, die Filterantwort nach dem Neudesign weiter zu verbessern, besteht darin, einen RC-Snubber vor und nach dem Filter zu verwenden. Tatsächlich wird der am Ausgang verwendete Kondensator etwas ESR haben, sodass er wie ein Mini-RC-Snubber-Schaltkreis wirken wird. Eine Option wäre, kontrollierte-ESR-Kondensatoren an diesen Punkten zu verwenden, um genau die richtige Menge an Dämpfung nach Bedarf bereitzustellen.

Der häufigere Ort, um einen Snubber zu platzieren, ist in einem Wandler mit High-Side- und Low-Side-Schaltelementen. Dieser würde über den Low-Side-MOSFET platziert, um die transiente Antwort des MOSFETs zu dämpfen und einen glatteren Ausgang zu erzeugen. Ein Beispiel für einen Buck wird im Diagramm unten gezeigt, aber die gleiche Idee gilt für jede andere Topologie, bei der das Klingeln aufgrund des MOSFET-Schaltens reduziert werden muss. Ein weiteres Hauptbeispiel ist in größeren Schaltwandlern, die mehrere MOSFETs parallel verwenden, was die gleichen Probleme mit Schalten und Überschwingen haben kann.

Ihren SMPS-Schaltplan abschließen

In dem oben genannten Beispiel haben wir nur den Konverterabschnitt eines SMPS gezeigt, und es gibt andere wichtige Schaltungseinheiten, die benötigt werden, damit ein SMPS funktioniert. Die weiteren benötigten Abschnitte in einem SMPS hängen von der Endanwendung ab und davon, welches Maß an Steuerung oder Präzision im System benötigt wird. In dem oben genannten Beispiel haben wir einige andere notwendige Funktionen nicht eingeschlossen:

• PWM-Erzeugung: Um die Ausgangsspannung auf ein bestimmtes Niveau für eine gegebene PWM-Frequenz einzustellen, kann ein PWM-Generator verwendet werden, um die Ausgangsspannung auf ein gewünschtes Niveau zu gewährleisten. Dies kann so einfach sein wie ein VCO-Schaltkreis, oder es können spezielle PWM-Generator-ICs verwendet werden.
• Regelkreis: Einige Stromversorgungstopologien, wie LLC-Resonanzwandler, benötigen einen Regelkreis mit hohem Strom, bei dem die Ausgangsleistung des Wandlers gemessen und der PWM-Tastgrad oder die Frequenz angepasst wird, um die Spannung auf dem gewünschten Niveau zu halten. Ein Operationsverstärker mit einer Referenzspannung ist die einfachste Methode, diese Anpassung vorzunehmen, oder dies kann digital mit einem MCU erfolgen. Es gibt auch spezialisierte Controller-Chips, die Sie verwenden können.
• Benutzeroberfläche: Das System benötigt möglicherweise eine Möglichkeit, Benutzereingaben zu erfassen und den PWM-Tastgrad/die Frequenz anzuwenden, die erforderlich sind, um die gewünschte Ausgangsspannung zu erreichen. Der einfachste Weg, dies zu tun, ist mit einem integrierten Controller, oder wenn Sie Ihre eigene Steuerungsstrategie entwerfen möchten, können Sie eine Anwendung auf einem MCU implementieren.

Es gibt einige Stromversorgungscontroller-Komponenten, die sich in der Regelungsschleife befinden, die Ausgangsspannung messen und das PWM-Signal basierend auf über eine digitale Schnittstelle (normalerweise I2C) angewendeten Einstellungen und mit einem MCU implementiert, anpassen.

Sobald Sie Ihr SMPS-Schaltbild und Ihren Schaltungsnetzteil-Ausgangsfilter fertiggestellt haben, können Sie mit dem Manufacturer Part Search Panel in Altium Designer® alle generischen Komponenten durch echte Komponenten ersetzen. Anschließend können Sie Ihre Entwürfe mit Ihren Mitarbeitern und Ihrem Hersteller über die Plattform Altium 365™ teilen.

Wir haben nur an der Oberfläche dessen gekratzt, was mit Altium Designer auf Altium 365 möglich ist. Sie können die Produktseite für eine detailliertere Funktionsbeschreibung oder eines der On-Demand Webinare überprüfen.