スイッチング電源出力フィルター：設計とシミュレーション

スイッチング電源は、高出力のベンチトップラボ電源や、特殊なICや受動部品を搭載したPCB上に組み込まれるなど、さまざまな形態があります。これらのシステムを設計する際の目標は、最小限のノイズでシステムの残りの部分に安定したDC電力を供給することです。整流からの残留リップルの影響を抑えたり、入力のノイズを取り除いたりすることも理想的です。出力をノイズフリーで安定させるには、出力フィルタを使用することが必要になる場合があり、これはPCBレイアウト内の受動部品を使用して実装できます。

この記事では、スイッチング電源の出力フィルタを使用して出力ノイズを抑える方法と、フィルタ設計を低ノイズに最適化するためにいくつかのシミュレーションツールを使用する方法を示します。以前のこのブログの記事で議論したように、そしていくつかのシミュレーション結果から見て取れるように、ノイズを減らすことは出力フィルタのコンポーネントの値と回路内のインダクタに依存します。例として、バックブーストコンバータトポロジーを見て、スイッチング電源の出力フィルタを実装する方法を見てみましょう。

スイッチング電源出力フィルタ設計の開始

DC/DCコンバータの出力フィルタ（バック/ブーストまたはその他のトポロジーであるかどうか）は、ローパスフィルタです。これはシャントキャパシタとして単純なものであることがありますが、典型的な方法は、ACノイズをグラウンドにシャントするためにπフィルタを配置することです。これの理由は、スイッチングコンバータの機能が、AC-DC電力変換からの低周波リップルをスイッチングトランジスタからの高周波スイッチングノイズに交換することにあるからです。その後、出力フィルタはフィルタからの出力の高周波スイッチングノイズを除去し、負荷にクリーンなDC電力を提供します。

下の画像は、パワーPMOSトランジスタを備えたスイッチングバックブーストコンバータの回路図を示しています（NMOSを使用し、V1とV2の極性を変更することもできます）。二つのセクションを強調表示しました：スイッチングコンバータセクション（緑色）と出力フィルタセクション（赤色）。この回路では、出力キャパシタはスイッチング電源の出力フィルタの一部です。フィルタには、ローパスフィルタリングを提供するための標準的なπフィルタトポロジがあります。

最後に、PWMに関して以下のパラメータがあります：スイッチング周波数100 kHz、立ち上がり時間10 ns、デューティサイクル30%。特定の電力出力を与えるPWMや受動部品の許容範囲に焦点を当てるのではなく、最低のノイズを与えるフィルタ部品の値の範囲に焦点を当てたいと思います。まず、Altium Designerの新しいシミュレーションダッシュボード機能で実際の過渡応答を見てみましょう。次に、最低のノイズを与えるフィルタ部品の値の範囲を見てみましょう。

初期電力出力

下の画像は、キャパシタを横切る電圧（上のグラフ）と負荷に供給される電流（下のグラフ）を示す過渡シミュレーションを示しています。この結果から、フィルターなしの出力（上のグラフの赤い曲線）とフィルター付きの出力（上のグラフの青い曲線）を比較することができます。フィルタはコンバータからのスイッチングノイズをきれいに除去するのに十分な仕事をしています。しかし、コンバータがOFFからONに切り替わるときには、明らかに低周波の過渡応答があります。

この過渡応答は非常に重要です。実際、過渡オーバーシュートは、PWM信号の立ち上がり時間とMOSFET内の寄生要素、およびフィルタ回路に存在する極に依存します。特定の場合、コンバータが2つの電圧状態、つまり2つのPWM周波数またはデューティサイクル間で切り替えるとき、オーバーシュートは負荷電流の最大50%に達することがあります。これにより、負荷を損傷する可能性のある大きな電流スパイクが発生する可能性があります。

この過渡応答に寄与するものは何か？

ここでは、上記で観察された過渡特性に寄与する複数の要因があります：

1. 上の赤い曲線で見られる高周波リップル
2. LCフィルタの極からの中間周波数の過渡応答
3. MOSFET内の過渡によって大きなオーバーシュートを生じる低周波の過渡応答。

これから見るように、出力フィルタは#1と#2を処理するのに本当に良いです。#3を処理する最適な選択肢ではありませんが、MOSFETの寄生要素による過渡応答に影響を与えます。

負荷インピーダンス

この回路では、負荷部品の値が出力におけるリップルにも影響を与えます。下の画像では、負荷抵抗を1メガオームに増加させた場合の状況を示しています。これは、CMOS集積回路の入力インピーダンスをシミュレートするのに有用な値です。ここから、出力における真のリップルを確認できます。これは、負荷電流に反映されます。

この理由から、コンバータ回路からの応答を減衰させるか、またはフィルタ部分を再設計して、出力におけるオーバーシュートの問題を抱えないようにしたいと考えます。一つの選択肢は、抵抗を追加することによって直接いくらかの減衰を加えることです。

減衰のための抵抗の追加

過減衰の過渡応答に対する問題を解決する一つの方法は、キャパシタC1とC2にいくらかの減衰を加えることです。これを行うために、キャパシタC1とC2に1オームの抵抗を追加し、10オームの負荷を駆動しています。これにより、過渡応答がほぼ臨界減衰領域に近づき、シミュレーションが始まるときにOFFとONの状態の間で滑らかな遷移が得られます。PWMパラメータが変更された場合にも、2つの電力出力状態の間で同様の滑らかな遷移が発生します。しかし、抵抗が大きい場合、過渡応答が遅くなります。

この問題のわずかな点は、わずかに電力が失われたことです：負荷に到達する電流が少なく、出力電圧もわずかに低くなっています。RCセクションの抵抗器でいくらかの電力が落ち、追加の損失が生じています。また、出力電流にも非常に小さいながら、わずかなノイズが残っています。

1 MOhmの負荷を使用した場合も同様の反応が得られますが、C1 +（直列抵抗器）ネットを通る電圧降下に初期のリップルが見られます。このリップルが出力に反映されないため、これはまずまずの反応ですが、出力電流の上昇が依然として遅いのは同じです。フィードバックループで非常に高速な調整が必要ない場合、状態間のスムーズな移行を保証したい場合には問題ありません。

さらに進む前に、応答がかなり遅いものの、約3ミリ秒で期待される最終電流の約95%に達することを諦めていることを指摘しておくことが重要だと思います。これはまだ合理的に速い通電時間です。比較のために、いくつかの商用電源は通電時間が10倍と評価されています。この通電時間は、PWMドライバーのような他のコンポーネントによって支配される可能性があり、特に精密制御を提供するためのフィードバックループがある場合です。したがって、通電時間が非常に遅いように見えても、まだ十分に速く動作しています。

ここでの一つの選択肢は、抵抗を追加せずにスイッチング電源の出力フィルタ回路を再設計することで、同様の結果を得ることです。

C1、C2、および/またはL2の変更

ここでの別の選択肢は、抵抗を取り除き、C1/C2とL2を変更することです。C1とC2を変更する際の問題点は、これらのキャパシタの値を変更することで、出力側の最終リップルが影響を受けることです。これは、臨界減衰の条件を変更しているためです。臨界減衰が生じる条件はかなり複雑な二次式ですが、直感的には明らかであるべきです：

• キャパシタの値が低すぎる場合、高周波の振動を伴う過小減衰応答になります。
• もしキャパシタの値が高すぎる場合、キャパシタが必要なDCレベルまで充電するのに長い時間がかかるため、非常に遅い応答が生じます。

疑問に思うかもしれませんが、piフィルターで過渡応答が過減衰せず、オーバーシュートが発生するのはなぜでしょうか？ 実際には、複数のリアクティブ要素（2つのインダクタと2つのキャパシタ）の存在により、組み合わせた伝達関数に複数の極がある2つのLCフィルターがあります。上記の結果をよく見ると、2つの過渡応答が重ね合わされているのがわかります。これらは、L1とC1からの切り替えられたLC応答（標準的なバックブーストコンバーター応答）と、L2、C2、および負荷抵抗からの典型的なRLC応答です。

L2と出力コンデンサを一緒に調整することは、出力のリップルを低減する別の方法です。下の画像では、インダクタンスの値の範囲を通過するために、シミュレーションダッシュボードで周波数スイープを作成しました。ここでは、10オームの負荷を駆動しながら、小型コンポーネントで見つかる実用的なインダクタンスに自分自身を制限したいと考えています。臨界減衰に可能な限り近づくために、C1 = C2とL2の異なる値をスイープします。小さい容量（1 uF）から始めて、L2の値を0.2 mHまでスイープします。1 MOhmの負荷については、RLC回路の臨界減衰の条件を使用して同じ手順に従ってください。

結果として、L2の最適なインダクタンス値は約150-200 uHです。DC電流定格が約1.5 Aを超えるワイヤーワウンドインダクタがたくさんあります。VishayのIHV30EB150が一例です。

フィルタリング戦略の要約

ここで何を学びましたか？これらのシミュレーションから得られたいくつかの洞察と、推測できるいくつかのポイントがあります：

• フィルター設計は、コンバーターの出力キャパシタの値に大きく依存します。出力キャパシタが小さすぎる場合は、ノイズフィルタリングを提供するために十分に小さいカットオフ周波数を得るために、追加のキャパシタを並列に配置する必要があります。
• 出力フィルターについてのみ見てきましたが、入力にフィルタリングを配置することは、全体のノイズを減らすためにはしばしばはるかに効果的です。これは、全波整流器の出力キャパシタで行っていることの基本的に同じです：電源の電力変換セクションに安定したDC電力を供給しようとしています。
• πフィルターからの過渡応答には、かなり大きなオーバーシュートがあります。これは、通常の方法で、キャパシタC1とC2と直列に抵抗を配置するか、L2の値を調整することで減衰させることができます。
• 減衰を追加するときは、使用するキャパシタのESR値と必要な抵抗値を比較することを忘れないでください。また、回路の応答を遅くし、一部の電力を犠牲にすることにも注意してください。
• 過渡応答時の負荷での電流スパイクはPWMパラメータに依存するため、十分に低いノイズを与えるPWM周波数/立ち上がり時間の許容範囲を決定するアプローチを取ることもあります。

さらなる改善

フィルターの応答を再設計後にさらに改善する最終的なオプションとして、フィルターの前後にRCスナバを使用する方法があります。実際には、出力に使用されるキャパシタにはある程度のESRがあるため、ミニRCスナバ回路のように機能します。一つのオプションは、必要に応じてちょうど良い量の減衰を提供するために、これらの点で制御されたESRキャパシタを使用することです。

スナバを配置するより一般的な場所は、ハイサイドおよびローサイドのスイッチング要素を持つコンバーター内です。これはローサイドMOSFETを横断して配置され、MOSFETの過渡応答を減衰させ、より滑らかな出力を生成します。下の図に示されているバックの例ですが、MOSFETのスイッチングによるリンギングを減少させる必要がある他のトポロジーにも同じ考えが適用されます。もう一つの主な例は、複数のMOSFETを並列に使用する大型のスイッチングコンバーターで、スイッチングとオーバーシュートに同じ問題が発生する可能性があります。

SMPSスキーマティックの完成

上記の例では、SMPSのコンバーターセクションのみを示していますが、SMPSを動作させるためには他にも重要な回路ブロックが必要です。SMPSに必要な他のセクションは、最終的なアプリケーションとシステムに必要な制御や精度のレベルによって異なります。上記の例では、いくつかの必要な機能を含めていません：

• PWM生成：特定のPWM周波数で出力電圧を特定のレベルに設定するために、PWMジェネレーターを使用して出力電圧を望ましいレベルに保つことができます。これはVCO回路として単純なものであるか、または専門のPWMジェネレータICを使用することができます。
• 制御ループ：一部の電源トポロジー、例えばLLC共振コンバーターでは、コンバーターの出力が測定され、PWMのデューティサイクルまたは周波数が調整されて電圧を望ましいレベルに保つために、高電流制御ループが必要になります。これは参照電圧を持つオペアンプで最も簡単に調整できますが、MCUでデジタルに行うこともできます。また、使用できる専用のコントローラチップもあります。
• ユーザーインターフェース：システムは、ユーザーからの入力を受け取り、所望の出力電圧に到達するために必要なPWMデューティサイクル/周波数を適用する方法が必要になるかもしれません。これを行う最も簡単な方法は、統合コントローラーを使用することですが、独自の制御戦略を設計したい場合は、MCU上にアプリケーションを実装することができます。

制御ループ内に位置する電源供給コントローラーコンポーネントがあり、出力電圧を測定し、デジタルインターフェース（通常はI2C）を介して適用された設定に基づいてPWM信号を調整し、MCUで実装されます。

SMPSの回路図とスイッチング電源出力フィルターを完成させたら、メーカーパーツ検索パネルを使用して、Altium Designer®で任意の汎用コンポーネントを実際のコンポーネントに置き換えることができます。その後、Altium 365™プラットフォームを使用して、設計を共同作業者や製造業者と共有することができます。

Altium DesignerとAltium 365でできることの表面をかすめただけです。製品ページでより詳細な機能説明を確認するか、オンデマンドウェビナーのいずれかをチェックしてください。