Projektowanie PCB i obudów dla kanałów 224G PAM-4

W latach 2023 i 2024, kolejne podwojenie szybkości transmisji danych w architekturze centrów danych przenosi nas do 224 Gbps na każdy pas transmisji danych. To podwojenie szybkości transmisji nie jest osiągane przez bezpośrednie podwojenie taktowania, ale raczej przez podwojenie szybkości transmisji za pomocą modulacji amplitudy impulsów o wyższym rzędzie (PAM-4) na 4 poziomach. Decyzja o implementacji PAM-4 jest konieczna, aby zwiększyć szybkości transmisji danych bez zwiększania wymaganej szerokości pasma kanału

Świadkami jesteśmy interesującego czasu w rozwoju szybkich łączy szeregowych, gdzie binarne sygnalizacje RZ/NRZ nie są już przydatne do przesyłania danych cyfrowych poza szybkością 112 Gbps. Użycie sygnalizacji 112G RZ/NRZ wymaga 56 GHz szerokości pasma, a podwojenie taktowania przy tej szybkości wymagałoby podwojenia szerokości pasma poza to, co płyta PCB i opakowanie mogą obsłużyć. Połączenia między płytkami PCB i połączenia opakowań są dwoma głównymi czynnikami ograniczającymi szerokość pasma w szybkich łączach szeregowych.

Teraz, jeśli nagle znajdziesz się lub Twoja firma zacznie pracować z kanałami 224G na PCB lub w opakowaniach, ten artykuł pokaże Ci, jak te kanały wyglądają, zarówno fizycznie, jak i pod względem integralności sygnału. Na koniec tego artykułu zrozumiesz również, dlaczego osiągnęliśmy limit, po którym nie możemy już po prostu zwiększać szybkości taktowania, aby osiągnąć wyższe szybkości transmisji danych.

Projektowanie kanału szerokopasmowego przy 56 GHz

Obecna klasa produktów 224G, która jest rozwijana, używa PAM-4, czyli strumieni bitów z czterema poziomami sygnału. Jest to równoważne z przesyłaniem dwóch bitów na jednostkę interwału (UI) wzdłuż połączenia. Ustala to wymaganą szerokość pasma kanału i szerokość pasma odbiornika na co najmniej 56 GHz, mierzoną w terminach strat powrotnych i strat wstawiania.

Całkowitym celem projektowania kanału na PCB jest utrzymanie propagacji w trybie TEM do jak najwyższych możliwych częstotliwości, przynajmniej przekraczających częstotliwość Nyquista wynoszącą 56 GHz. Pokrewnym celem jest zapewnienie jak najmniejszego rozproszenia opóźnienia grupowego, ponieważ zminimalizuje to zniekształcenie fazy i zminimalizuje zniekształcenie szybkości zbocza sygnału. Przy użyciu materiałów podłoża o niskim Dk/Df, istnieją trzy główne czynniki ograniczające szerokość pasma przy wysokich częstotliwościach.

• Wzbudzanie trybów nie-TEM - określone przez Dk i geometrię
• Niedopasowanie impedancji z powodu indukcyjności spowodowanej chropowatością miedzi - określone przez geometrię i miedź
• Nadmierne rozproszenie opóźnienia grupowego - spowodowane zmiennością Dk w funkcji częstotliwości

Dla zdecydowanej większości interfejsów nie musisz martwić się o propagację w trybie innym niż TEM w większości PCB. Wynika to z faktu, że propagacja w trybie innym niż TEM nie zaczyna się mniej więcej do 50-100 GHz, w zależności od geometrii linii transmisyjnej i wartości Dk substratu. Dopiero niedawno cyfrowy świat musiał zmierzyć się z tym wyzwaniem, podobnie jak widzieliśmy to w świecie RF.

Dlaczego zależy nam na propagacji w trybie TEM w porównaniu do trybu innego niż TEM? Powodem jest to, że przy pewnej wysokiej częstotliwości pierwszy tryb TE lub TM zostanie pobudzony przez sygnał szerokopasmowy. Właśnie na tej częstotliwości pojawia się duża dyskontynuacja impedancji, gdy nowy tryb jest pobudzany i może zacząć propagować się wzdłuż linii transmisyjnej. Ta duża dyskontynuacja impedancji właśnie na częstotliwości odpowiadającej pobudzeniu trybu TE lub TM jest głównym czynnikiem ograniczającym pasmo przy 56 GHz. Dlatego linie transmisyjne 56 GHz są zazwyczaj HDI i używają mniejszej szerokości oraz grubości dielektryka.

• Dowiedz się więcej o liniach transmisyjnych selektywnych względem trybu, które umożliwiają propagację w trybie innym niż TEM.

Projektując szerokopasmową linię transmisyjną TEM, moglibyśmy użyć kilku metryk integralności sygnału do charakteryzowania jej wydajności na szerokim paśmie. Ogólnie obejmują one (w kolejności ważności):

• Strata zwrotna i strata wstawienia
• Odpowiedź impulsowa
• Diagram oka i BER
• COM i ILD

Ogólnie rzecz biorąc, pierwszym miejscem, na które zaczynamy patrzeć przy zgodności kanału, są parametry S. Pożądane parametry S dla kanału do 56 GHz są pokazane poniżej. Tutaj preferujemy, aby mieć stratę zwrotną poniżej -10 dB na wszystkich częstotliwościach co najmniej do 56 GHz. Odpowiednio niska strata jest również pożądana w substracie/opakowaniu IC.

Ten poziom kwalifikacji dla szybkiego kanału cyfrowego jest ogólnie wymagany wszędzie powyżej około 3 do 5 GHz. Ze względu na skale długości w PCB i opakowaniach, jest to zakres częstotliwości, w którym małe struktury takie jak pady, via i kule na BGA zaczynają tworzyć zauważalne odchylenia w impedancji wejściowej.

Teraz, gdy znamy wymagania projektowe, przyjrzyjmy się różnym czynnikom wpływającym na opakowania i PCB zaprojektowane tak, aby zapewnić przepustowość co najmniej 56 GHz.

Gdzie umieszcza się elementy?

Architektury 224G z łączami szeregowymi wymagają bliskiego rozmieszczenia elementów. W opakowaniu elementy są oczywiście bardzo blisko siebie. Na PCB mamy trzy możliwe architektury, które można wykorzystać.

Im bardziej stratne są opakowanie i kanał na PCB, tym bliżej odbierające opakowanie musi być umieszczone względem opakowania nadającego. Komponenty najczęściej pojawiają się jako moduły blisko-chipowe lub na-opakowaniowe, aby zrealizować wymagane połączenia. Umieszczanie tych elementów bliżej siebie pozwala na zmniejszenie całkowitej straty wstawienia, ale powoduje to, że kanał staje się zdominowany przez stratę zwrotną.

Aby utrzymać system zdominowany przez stratę zwrotną, głównymi problemami są materiały i pionowe przejścia, chociaż większość osób nie rozumie dlaczego. Przy tych częstotliwościach materiały mają znaczenie ze względu na stratę wstawienia, i to jest jeden z powodów, dla których mamy interakcję między Dk, chropowatością miedzi i długością ścieżki.

Długość ścieżki, Dk i chropowatość miedzi

Niskie wartości Dk dla laminatu PCB lub materiału podłoża opakowania są istotne z dwóch powodów:

• Pozwalają na szersze ścieżki na cieńszych warstwach
• Niski Dk zwiększa częstotliwość odcięcia TEM w danej geometrii

Pierwszy punkt redukuje efekt skóry, co z kolei rozszerza pasmo przenoszenia. Redukuje to również różnicowe przeploty. Aby zobaczyć dane symulacyjne potwierdzające te wyniki, zapoznaj się z innym artykułem na temat różnicowego przeplotu. Obliczam obie wielkości w zestawie wykresów w tym artykule i podsumowałem efekty w poniższej tabeli.

Chropowatość miedzi pojawia się jako czynnik ograniczający pasmo na dwa sposoby:

• Na laminatach o niskim tangensie strat, chropowatość miedzi jest dominującym mechanizmem strat
• Chropowatość miedzi tworzy indukcyjny dodatek do impedancji, który wzrasta wraz z częstotliwością

Oba efekty powodują, że połączenia w opakowaniu i na PCB muszą być raczej krótkie. Drugi efekt jest jednym z głównych powodów, dla których dopasowanie impedancji linii transmisyjnej jest bardzo trudne przy bardzo wysokich częstotliwościach w zakresie 56 GHz, przy czym innym czynnikiem są elementy pasożytnicze w opakowaniu/buferze Tx lub Rx.

Więc wyraźnie wolelibyśmy niższe Dk i gładszą miedź. Niższe Dk pozwala na cieńsze warstwy z szerszymi ścieżkami, więc pomaga pokonać straty miedzi. To z kolei redukuje indukcyjny wkład do impedancji ze względu na efekt skóry, i pomaga rozszerzyć limit pasma widocznego w spektrum straty zwrotnej. Zwiększa to również częstotliwości odpowiadające rezonansom cylindrycznym w przejściach przez via, co rozszerza pasmo TEM w opakowaniach BGA i na PCB. To jest główny powód, dla którego niższe Dk jest pożądane przy wyższych częstotliwościach.

Czynniki strat, gdy dominuje strata zwrotna

Gdy dominuje strata zwrotna, musimy usunąć wszystkie elementy, które tworzą niedopasowanie impedancji wzdłuż połączenia, jak opisano powyżej, z gładką miedzią i niższą wartością Dk. Zarówno w obudowach, jak i PCB, głównym czynnikiem straty zwrotnej są pionowe przejścia przez przelotki. PCB i obudowy używają przelotek do pionowych przejść. Obudowa wykorzystuje pionowe przejścia jako część połączenia wypukłość-do-kulki, ostatecznie docierając do wyprowadzeń na dolnej stronie obudowy BGA.

Jeśli przyjrzymy się powyższej siatce dla różnicowej przelotki przechodzącej z obudowy do PCB, możemy już wybrać wiele możliwych parametrów, które muszą być uwzględnione i zoptymalizowane w danym projekcie. Gdybyśmy sporządzili listę, mielibyśmy następujące elementy:

• Średnica wiercenia przelotki
• Długość przelotki
• Średnica pada
• Średnica antipada
• Liczba warstw przebytych w przejściu
• Styl przelotki (ślepa, zakopana, przez otwór, przelotki pomijające)
• Wartości Dk i Df dielektryków
• Grubość każdej warstwy
• Liczba przelotek zszywających i ich lokalizacje

To ogromna lista parametrów w porównaniu do trzech parametrów używanych do projektowania linii transmisyjnej. Jest to jeden z powodów, dla których projektowanie szerokopasmowych przelotek jest tak trudne przy bardzo wysokich częstotliwościach. W porównaniu, linie transmisyjne są dość łatwe do zaprojektowania, nawet do pasm 56 GHz.

Opcje linii transmisyjnych przy 56 GHz

Pracując przy 56 GHz z sygnałami cyfrowymi, typ trasowania ma ogromne znaczenie. Projektant musi wybrać, czy ścieżki będą trasowane w konfiguracji mikropaska, stripline czy falowodu współpłaszczyznowego. W PCB, każda z tych opcji jest dostępna do praktycznych celów. W obudowach częściej widzimy różnicową konfigurację falowodu współpłaszczyznowego stripline, znaną jako trasowanie pomijające warstwy.

Poniższa tabela ilustruje różne opcje trasowania par różnicowych w PCB i obudowach. Przypomnijmy, że pracujemy z kanałami zdominowanymi przez stratę zwrotną, a trasowanie ma tendencję do bycia gęstym, co sprawia, że przeplot jest dużym problemem. Poniższe opcje pokazują różne zalety pod względem wkładu impedancji efektu skórnego i przeplotu.

Powyższa tabela porównuje różne opcje, które zobaczysz zarówno w pakietach, jak i na PCB. Użycie różnicowych falowodów współpłaszczyznowych (zarówno w mikropaskowej jak i linii paskowej) tworzy rodzaj falowodu koaksjalnego, który może mieć bardzo szerokie pasmo. To połączenie trasowania falowodem współpłaszczyznowym i różnicowym trasowaniem linii paskowej nazywa się trasowaniem pomijającym warstwy.

Jak stworzyć trasowanie pomijające warstwy

Przekrój trasowania pomijającego warstwy pokazano poniżej. Trasowanie pomijające warstwy wykorzystuje trzy opcje, jak wskazano na trzech panelach na rysunku. Wspólną cechą tego stylu trasowania jest umieszczenie ogrodzenia z via wzdłuż pary różnicowej.

Widok z góry, jak pokazano poniżej, daje ogólne warunki odstępów na ogrodzeniu z via wzdłuż różnicowych linii paskowych. Jest to ten sam typ warunku odstępu, który zobaczysz dla jednostronnego falowodu współpłaszczyznowego dla połączenia RF. Umieszczając odstępy via i rozstaw blisko siebie, struktura przybliża strukturę koaksjalną różnicową.

Inny powód stosowania ogrodzenia z przelotek to ograniczenie pola elektromagnetycznego wokół pary różnicowej, co pozwala zmniejszyć interferencję różnicową. Dane poniżej pokazują, że układy trasowania z pominięciem warstw w układzie przestawnym charakteryzują się najniższą interferencją różnicową. Przestawiając trasy na dwóch różnych warstwach, zwiększasz odstęp między parami różnicowymi, co zapewnia niższą interferencję różnicową.

Powyższe ilustruje style pakietów używane w połączeniach 112G i 224G wewnątrz substratów układów scalonych. Jednak gdy potrzebujesz zaprojektować PCB, który również obsługuje transmisję sygnałów szerokopasmowych na tych wysokich częstotliwościach, powyższe style trasowania są również odpowiednie. W rzeczywistości lubimy używać trasowania stripline ze względu na tłumienie FEXT, więc ma sens również używanie trasowania z pominięciem warstw ze striplinami.

Przejścia międzywarstwowe przy 224G PAM-4

Pionowe przejścia przez przelotki są wyzwaniem z powodów, które wspomniałem powyżej. Projektowanie impedancji jest trudne, ale przelotki muszą być również zaprojektowane tak, aby utrzymać propagację TEM pionowo wzdłuż przejścia międzywarstwowego. To kolejny powód, dla którego wolimy projekty HDI z ciasnym rozstawem.

Dane poniżej pokazują przybliżoną częstotliwość odcięcia TEM w substracie układu scalonego jako funkcję rozstawu kul w pakiecie BGA. Jak widać, propagacja TEM kończy się, a wzbudzony zostaje wyższy tryb przy 59 GHz w pakiecie o rozstawie 0,8 mm, pozostawiając praktycznie żadnego marginesu bezpieczeństwa dla kanałów 56 GHz. Dlatego wolimy mniejszy rozstaw kul: zwiększy to częstotliwość odcięcia dla propagacji trybu TEM.

Istnieją projektanci bardziej doświadczeni ode mnie, którzy powiedzą, że przelotki łączące są bez znaczenia na parach różnicowych i że potrzeba przelotek łączących to mit. Tutaj, przelotki łączące są absolutnie potrzebne na parach różnicowych, ale powód nie polega jedynie na zapewnieniu pewnej ścieżki powrotnej. Powodem jest to, że gwarantuje to propagację trybu TEM do progresywnie wyższych częstotliwości. Gdy rozstaw kul, a tym samym rozstaw przelotek łączących, jest mniejszy, częstotliwość odcięcia trybu TEM jest wyższa. Projektanci opakowań wiedzą o tym od wielu lat, ale stara gwardia ekspertów od PCB wysokiej prędkości wydaje się nie rozumieć tego faktu.

Tak jak wcześniej mieliśmy przelotki do zszywania wokół naszego routingu omijającego warstwy, mamy to samo po spodniej stronie naszego pakietu BGA. Powodem jest to, że również redukuje to różnicowe przeploty w granicach pasma TM. Jest to kolejny punkt, który starsi projektanci wysokich prędkości mogą uznać za błędny, ale świat projektowania płyt tylnych VPX zna to od wielu lat. Projektanci pakietów również rozumieją ten fakt i implementują go w projektach rozmieszczenia kulek.

Bardziej zaawansowana modulacja kluczem do wyższych przepustowości

Powyżej 28 GHz Nyquista, czyli w praktyce, powyżej 56 Gbps sygnalizacji NRZ/RZ, ograniczeniem głównej przepustowości są TEM cutoff i chropowatość. Przemysł dąży do materiałów o sub-Dk = 3 z bardzo niską grubością warstw, jak również do bardziej zaawansowanego przetwarzania, które umożliwi wyższe TEM cutoffy w pakietach i PCB. Jednak problem chropowatości miedzi nadal pozostaje i nie będzie po prostu możliwe podwojenie częstotliwości zegara, aby podwoić szybkość transmisji danych.

Dlatego oczekuję, że kolejne podwojenie szybkości transmisji danych będzie wymagało przejścia na bardziej zaawansowane PAM z >4 poziomami sygnału. Na przykład, z PAM-8, można by przesyłać 3 bity na UI, a częstotliwość Nyquista w kanale 448G wynosiłaby 74,67 GHz. Ten typ modulacji wyższego rzędu może być kluczem do kolejnego podwojenia szybkości transmisji danych; na przykład, PAM-16 umożliwiłoby podwojenie szybkości transmisji danych na 4 bity na UI i umożliwiłoby transmisję danych 448G tylko przy pasmie 56 GHz, ale z bardzo skompresowanym marginesem szumu.

Niezależnie od tego, która technologia umożliwi kolejne podwojenie szybkości transmisji danych, projektanci PCB i projektanci opakowań mogą tworzyć te systemy i wiele więcej z zaawansowanymi funkcjami projektowania w Altium Designer®. Aby w dzisiejszym środowisku interdyscyplinarnym wdrożyć współpracę, innowacyjne firmy korzystają z platformy Altium 365™, aby łatwo udostępniać dane projektowe i wprowadzać projekty do produkcji.

Dotknęliśmy tylko powierzchni możliwości, jakie oferuje Altium Designer na Altium 365. Zacznij swoją darmową próbę Altium Designer + Altium 365 już dziś.