Question Altium Live : Signaux numériques dans un guide d'onde coplanaire mis à la terre ?

Lors de ma récente intervention à AltiumLive 2022 CONNECT, une question très intéressante a été posée par le public. Quelqu'un a demandé s'il était possible de faire passer un signal numérique à travers un guide d'onde coplanaire mis à la terre. C'est une question intéressante qui nécessite d'examiner les paramètres S du guide d'onde, et c'est ce que nous allons voir dans cet article.

Lors de la session de questions et réponses, j'ai fait référence à un article de la littérature qui contient un ensemble de données simulées et mesurées sur les paramètres S pour les guides d'onde coplanaires mis à la terre, et j'ai mentionné que ces résultats pourraient être utilisés pour déterminer la limitation de la propagation du signal numérique dans une ligne de transmission coplanaire. Pour ceux qui sont intéressés, un PDF de cet article est disponible ici :

• Sain, Arghya, et Kathleen L. Melde. "Impact of ground via placement in grounded coplanar waveguide interconnects." IEEE Transactions on Components, Packaging and Manufacturing Technology 6, no. 1 (2015) : 136-144.

Je dois admettre, on ne m'a jamais demandé aussi succinctement si un guide d'onde coplanaire mis à la terre peut supporter un signal numérique. Techniquement, tout design d'interconnexion peut supporter n'importe quel signal numérique tant qu'il est correctement conçu. La notion de "conçu correctement" varie selon le type de ligne de transmission, et cela dépend des paramètres géométriques et des paramètres du matériau du substrat. Avec cela à l'esprit, examinons quelques résultats pour un guide d'onde coplanaire mis à la terre typique à partir du document ci-dessus et voyons comment ces résultats prédisent les défis de propagation du signal dans un guide d'onde coplanaire mis à la terre.

Paramètres S du GCPW et Signaux Numériques

La clé pour répondre à cette question nécessite d'examiner les paramètres S pour un guide d'onde coplanaire mis à la terre (GCPW). Les paramètres S sont influencés par plusieurs facteurs, à savoir le placement des vias, l'espacement par rapport aux plans et au cuivre versé, ainsi que la densité des vias. Si vous pouvez simuler ou calculer les paramètres S pour votre GCPW, alors vous pouvez immédiatement déterminer la bande passante du signal numérique que votre GCPW peut accommoder lorsqu'il transfère de l'énergie à un récepteur. La même idée s'applique à tout autre interconnexion, y compris d'autres arrangements coplanaires.

L'article que je cite ci-dessus examine en réalité trois agencements coplanaires différents, qui sont présentés ci-dessous. Nous avons ici les trois agencements coplanaires standards : (a) coplanaire sans plan de masse, (b) coplanaire avec plan de masse, et (c) le GCPW standard avec une rangée de vias entourant la piste.

La structure pertinente à analyser ici est le GCPW en (c). Le mécanisme principal utilisé pour contrôler les paramètres S dans le GCPW est :

• Distance via-piste (VL) : Cela détermine les fréquences de résonance correspondant à la propagation des ondes à travers la section transversale de la piste. Un espacement plus grand déplace les résonances vers des fréquences plus basses.
• Pas des vias (VP) : Cela fixe les fréquences de résonance correspondant à la diffusion par les parois des vias ; lorsque ces résonances cylindriques sont excitées, il y aura un couplage fort dans le plan de masse proche et possiblement une interférence destructive le long de la piste, conduisant à une perte de puissance.
• Portée du dépôt de cuivre (SGW) : Cela définit jusqu'où autour de la piste le dépôt de cuivre s'étend au-delà du bord de la piste. Dans de nombreuses situations pratiques, cela peut être considéré comme infini.

Vous avez probablement remarqué que l'épaisseur diélectrique (H) n'est pas dans cette liste ; nous utilisons cela pour régler l'impédance à une valeur spécifique. Cela affecte la quantité de perte, comme je l'ai décrit dans un autre article sur la distance de sécurité par rapport au sol. La valeur de H crée des résonances, et je vais expliquer ci-dessous pourquoi c'est important. Les trois paramètres listés ci-dessus sont bien plus importants à des fins pratiques.

La principale structure qui nous intéresserait à analyser est le GCPW en (c) car cette structure peut être réduite aux autres structures. Par exemple, (c) peut être réduit à (b) en réglant VL sur l'infini, et (b) peut être encore réduit à (a) en prenant l'épaisseur du substrat pour l'infini. Avec cela à l'esprit, examinons certains des principaux résultats de l'article.

Contrôler les paramètres S en ajustant VP et VL

Les valeurs de VP et VL détermineront quand les résonances seront excitées dans la structure GCPW ci-dessus, et ce sont ces résonances qui déterminent si de grands creux dans le spectre S21 se produiront. Bien qu'il n'y ait pas assez de place dans cet article pour parcourir chaque variation de paramètre dans le document, il y a deux graphiques qui illustrent magnifiquement comment VP et VL affectent S21 en raison des résonances permises qui peuvent être excitées dans la section transversale.

Dans l'image ci-dessous, nous pouvons voir que réduire les valeurs de VL et VP repoussera les résonances dans la structure vers des fréquences plus élevées. Nous pouvons expliquer ces résultats en termes de résonances dans la structure en coupe transversale montrée ci-dessus. Le comportement montré dans le graphique est exactement ce à quoi nous nous attendrions ; augmenter les dimensions latérales de la cavité diminuerait les fréquences de résonance de la cavité, ainsi nous nous attendrions à voir des pics et des vallées dans les données S11 et S21 à des fréquences plus basses.

Voici la directive importante que l'on trouve à partir des données ci-dessus :

• Si vous rendez la structure plus petite, vous pouvez augmenter les résonances d'ordre inférieur vers des fréquences plus élevées, et cela augmente la bande passante dans la structure. Cela facilite la propagation des signaux numériques dans un GCPW.

Rappelez-vous, les largeurs de bande des signaux numériques s'étendent théoriquement à l'infini. Par conséquent, vous voulez avoir autant de bande passante que possible dans votre canal afin de prévenir la distorsion du signal. Les vallées de forte perte dans les graphiques ci-dessus signifient que toute puissance concentrée dans le signal à ces fréquences sera perdue. Si nous examinons le spectre de puissance d'un signal numérique à haute vitesse comme exemple, il est clair que les signaux plus rapides seront plus susceptibles de subir une limitation de bande à des fréquences progressivement plus élevées dans des canaux plus grands parce que le spectre de puissance du signal pourrait chevaucher les anti-résonances du canal.

Réduction à un guide d'onde coplanaire sans terre

L'autre manière d'assurer la propagation du signal numérique est de supprimer complètement les vias. Il semble donc que nous ayons deux extrêmes : des vias très rapprochés et proches de la trace, ou pas de vias du tout ! Dans ce dernier cas, la distance entre la trace et la terre définira la fréquence de coupure TEM qui limite la bande passante de la ligne de transmission.

Au premier abord, ajuster les paramètres VL et SGW semble probablement le moins intuitif, jusqu'à ce que vous réfléchissiez à la manière dont l'élargissement de la clôture de vias dans la nappe de cuivre affecte les résonances autorisées. Il devrait être clair à partir des données des paramètres S que l'élargissement de la nappe de cuivre (SGW → infini) et l'utilisation de vias de masse réduisent la ligne à n'avoir pratiquement aucune résonance jusqu'à ce que vous regardiez dans la direction de propagation des ondes selon l'axe z. Dans ce cas, la résonance d'ordre le plus bas aura une longueur d'onde de 2H/(√Dk), où H est l'épaisseur diélectrique entre la trace et le plan de masse. Pour un substrat de 10 mils avec Dk = 3, cela place la première résonance à 346 GHz !

Notez que la longueur de la ligne et SGW affecteront les résonances car ils enferment une cavité résonante autour de la ligne, mais dans des situations pratiques, celles-ci peuvent être très grandes et peuvent être ignorées. Comme première approche de ces conceptions, concentrez-vous sur le réglage de VL et VP à des valeurs plus petites pour garantir que la bande passante soit maximisée.

Comment arriver à une petite structure

En résumé, un GCPW peut supporter la propagation d'un signal numérique tant que les paramètres S ne créent pas de distorsion excessive du signal, de pertes ou d'atténuation. En ce qui concerne les directives de conception pour un GCPW supportant un signal numérique, nous devons maximiser la bande passante sans résonance avec les directives suivantes :

1. Essayez de rendre VP aussi petit que possible. Cela est difficile car vous devez minimiser la taille du foret (~6 mils), donc vous pourriez être limité à un VP > 10-15 mils de distance centre à centre.
2. Essayez de rendre VL aussi petit que possible. Cela est également difficile car vous devez laisser les mêmes dégagements d'anneau annulaire dans le versement de cuivre que vous le feriez dans un via classique, donc vous pourriez être limité à un VL > 10-15 mils.

Si (1) et (2) peuvent être réalisés, vous pouvez vous attendre à des bandes passantes atteignant des dizaines de GHz. Ceci est confirmé par les résultats dans le document ci-dessus. Cependant, vous devriez toujours tester votre propre conception d'interconnexion.

L'autre option consiste à ne placer aucun via dans la nappe de cuivre environnante et à utiliser simplement la structure (a) ou (b). Si nous réfléchissons à la propagation telle qu'elle est affectée par les résonances dans la structure coplanaire environnante, nous voyons que la structure (a) n'a pas de résonances jusqu'à environ 1 THz (en supposant un espacement piste-à-nappe = 5 mils), donc elle possède la bande passante la plus large sans résonance. Cependant, (a) a l'efficacité de blindage la plus faible. Pour la structure (b), elle n'a pas de résonances jusqu'à ce que SGW = infini, donc elle a également une bande passante atteignant des centaines de GHz.

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