Dégagement du plan de masse microstrip : quelle est la distance minimale acceptable ?

Si vous regardez n'importe quel guide sur la taille et le calcul de la largeur des pistes à impédance contrôlée, vous verrez clairement que la largeur de la piste est calculée sans aucun sol à couler près de la piste. Cependant, la plupart des concepteurs (et des lignes directrices de base pour la disposition des PCB) indiqueront que les zones inutilisées sur chaque couche de PCB doivent être remplies avec du cuivre mis à la terre.

Il y a une contradiction évidente ici qui n'est pas souvent bien discutée dans la communauté de conception de PCB. Si vous amenez du sol à couler près d'une piste microstrip, vous avez maintenant formé une configuration de guide d'ondes coplanaire, et l'impédance de l'interconnexion dépendra de l'espacement entre le bord de la piste et le cuivre à couler. La question devient alors : combien de distance entre la piste microstrip et le plan de masse faut-il pour garantir que vous atteignez vos objectifs d'impédance ?

Dans cet article, je souhaite examiner cette question de plus près. Les explications précédentes se concentrent sur une gamme d'impédances possibles qui ignorent les exigences de conception pratiques dans les composants modernes. Si vous voulez savoir quel est l'espacement minimal entre la piste microstrip et le sol pour garantir une impédance contrôlée, continuez à lire et vous trouverez une bonne réponse pour une gamme de largeurs de piste possibles. Les résultats de l'exploration de la conception que je vais montrer révèlent que la même explication s'applique également aux lignes de transmission sur une couche interne.

Le processus de conception à impédance contrôlée

Dans les cartes qui nécessitent une routage à impédance contrôlée, il existe un processus de conception particulier que vous verrez généralement pour un réseau/net spécifique lorsque vous commencez la conception :

• Déterminez l'impédance cible pour les réseaux spécifiques à considérer
• Déterminez la superposition que vous allez utiliser et où vous allez effectuer le routage
• Choisissez un style de routage (microstrip, stripline, guide d'ondes coplanaire, unipolaire vs différentiel)
• Calculez la largeur de la piste nécessaire pour obtenir l'impédance requise

Une fois tout le routage effectué, il reste la question de savoir s'il est approprié de remplir les régions inutilisées des couches de surface et internes avec du cuivre à couler mis à la terre. Cependant, la question devient maintenant de savoir si le sol à couler est trop proche de la piste. L'image ci-dessous montre un exemple de piste RF fonctionnant à haute fréquence (5,8 GHz), qui fonctionnera ensuite comme une ligne d'alimentation pour une antenne.

L'exemple ci-dessus est assez important car de nombreuses notes d'application pour des composants avec des sorties RF recommanderont exactement ce type de routage, éventuellement avec une clôture via le long de la piste. L'objectif ici est d'isoler la piste RF des interférences électromagnétiques (EMI) qui peuvent provenir d'autres parties du layout, ou d'une source externe. Cependant, ces mêmes notes d'application donneront généralement une directive trop conservatrice concernant l'espacement entre la piste RF et le cuivre mis à la terre à proximité. Alors, à quelle distance du sol pouvez-vous placer votre piste à impédance contrôlée ?

Est-ce une ligne de transmission microstrip ou un guide d'ondes coplanaire ?

Pour le moment, je souhaite me concentrer sur les microstrips unipolaires car elles sont conceptuellement simples, mais tout ce que je vais écrire s'applique également aux lignes de transmission. Les mêmes idées s'appliquent aussi au routage des paires différentielles.

Si les sols de surface dans l'image ci-dessus sont trop proches de la piste, nous avons alors un guide d'ondes coplanaire, et non un microstrip. Théoriquement, lorsque le sol de surface est à une distance infinie de la piste, nous revenons à un microstrip. Si vous rapprochez trop l'espacement entre le plan de sol et la piste, vous modifierez l'impédance du microstrip en raison de la capacité parasite entre le bord de la piste et le sol à couler. C'est pourquoi les lignes de transmission microstrip unipolaires et les guides d'ondes coplanaires unipolaires n'ont pas toujours la même largeur de piste ; le guide d'ondes coplanaire nécessite généralement une largeur plus petite pour avoir la même impédance qu'un microstrip sur la même superposition.

À partir de ce qui précède, nous pouvons comprendre pourquoi les traces de guide d'ondes coplanaires peuvent devoir être plus petites qu'un microstrip sur la même couche et la même superposition. La capacité parasite augmente la capacité totale par unité de longueur de la piste, donc L doit être augmenté pour compenser, ce qui ramène l'impédance à 50 ohms. Dans la section suivante, j'utiliserai cette idée pour tester quand le sol à couler est trop proche de la piste en observant la déviation de l'impédance par rapport à une cible de 50 ohms en fonction de l'espacement du sol.

Tester la règle "3W"

Il existe en réalité une règle empirique ici. C'est la règle "3W", qui stipule que l'espacement entre la piste et le sol à couler à proximité doit être d'au moins 3 fois la largeur de la piste. Comme nous le verrons tout à l'heure, cette directive est trop conservatrice et ne prend pas en compte plusieurs facteurs. En réalité, l'espacement minimal requis dépend de :

• Le style de routage (microstrip vs. stripline)
• Si un routage à paire différentielles ou à signal unique est utilisé
• La constante diélectrique du substrat
• La distance entre la trace et son plan de masse sur la couche suivante

Puisque nous examinons une situation où vous devez déterminer la largeur de la trace requise pour une impédance contrôlée, je vais tester la règle des 3W en comparant la largeur de la trace nécessaire pour produire une impédance de 50 Ohms sur une microstrip avec un guide d'ondes coplanaire de la même impédance. Je vais faire cela pour différentes épaisseurs de couches afin que nous puissions voir comment la méthode pour déterminer les paramètres intrinsèques des lignes de transmission à bande affecte la clearance du plan de masse nécessaire. L'objectif ici est de déterminer l'espacement minimum nécessaire pour produire un guide d'ondes coplanaire avec la même impédance et la même largeur de trace qu'une microstrip.

Résultats

J'ai d'abord généré un ensemble de courbes montrant la largeur de la microstrip, la largeur de la stripline et les largeurs coplanaires (couches internes et de surface) nécessaires pour produire une impédance de 50 Ohms sur un laminate Isola 370HR (Dk ~ 4.1, ~0.02 perte tangentielle à 1 GHz). Ces calculs ont été effectués dans Polar. L'image ci-dessous montre ces résultats et permet de comparer les largeurs de trace pour chaque type de trace pour un espacement spécifique entre la trace et le plan de masse de 5 mils.

À partir de là, nous pouvons voir qu'il existe des configurations spécifiques où un CPW et une microstrip/stripline auront une impédance de 50 Ohms et la même largeur de trace, même si la distance par rapport au plan de masse est assez proche de la trace dans le CPW.

Le graphique suivant explore davantage cette question. Il montre l'espacement minimum entre la trace et le plan de masse nécessaire pour produire une microstrip de 50 Ohms et un guide d'ondes coplanaire de 50 Ohms avec la même largeur de trace. Les résultats sont également montrés pour une stripline et un guide d'ondes coplanaire sur une couche interne.

L'interprétation du graphique ci-dessus est très simple : il montre l'espacement minimum entre la trace et le plan de masse dans un CPW nécessaire pour produire la même impédance qu'une microstrip/stripline lorsqu'elles ont toutes les deux la même largeur de trace. À partir de là, nous pouvons enfin générer notre test de la règle des 3W. Il suffit de diviser les données de l'axe des ordonnées par celles de l'axe des abscisses pour produire le graphique suivant :

Il est très clair que la règle des 3W est trop conservatrice, sauf dans les cas de routage stripline dans des diélectriques fins. Suivez-la si vous le souhaitez, car cela évitera une interférence excessive avec votre impédance. Cependant, cette distance pourrait ne pas offrir l'isolation nécessaire. C'est un domaine qui peut être testé avec un solveur de champ en examinant les paramètres de réseau couplés et les coefficients de crosstalk entre différents interconnexions.

Les résultats ci-dessus montrent le cas où les laminés soutenant une microstrip ou une stripline symétrique ont Dk = 4.1. Que se passe-t-il si nous utilisons plutôt un laminate à faible Dk ? Cela affectera-t-il les résultats ?

En effet, les résultats sont affectés car la capacité retour vers le cuivre voisin sera plus faible. Cela est dû au fait que la capacité parasitaire entre une trace et le cuivre voisin est proportionnelle à la constante diélectrique dans les configurations stripline et microstrip. Par conséquent, une capacité parasitaire plus faible entre ces structures signifierait que nous devrions nous attendre à une déviation d'impédance plus faible pour un espacement donné entre la trace et le cuivre.

Le graphique ci-dessous montre plus de résultats de simulation pour le ratio clearance/largeur, mais sur un matériau Dk = 3 (comme RO3003). Nous pouvons voir qu'un ratio clearance/largeur plus faible est autorisé près du cuivre, y compris dans le cas de laminés très fins. Ces résultats soutiennent certains designs tels que des systèmes RF sur des laminés fins, ainsi que des designs HDI avec un pitch fin.

J'ai pris une approche similaire ici pour calculer directement les capacités attendues vers un cuivre infiniment grand dans un autre article sur l'extraction parasitaire. Pour en savoir plus sur les effets du cuivre près des lignes de transmission nécessitant qu'une spécification d'impédance soit atteinte, regardez la vidéo ci-dessous. Dans cette vidéo, je décris les points ci-dessus en beaucoup plus de détails, et

Résumé

À partir des résultats ci-dessus, il devrait être très clair que la règle des 3W utilisée pour déterminer l'espacement entre la trace et le plan de masse entre la microstrip et le cuivre voisin est trop conservatrice. Notez que les épaisseurs diélectriques ci-dessus sont des valeurs pratiques que vous pourriez trouver sur une configuration à 4 couches ou plus épaisse, en fonction du laminate utilisé pour la construction de la configuration. Nous pouvons également voir que, pour une distance donnée par rapport au plan de masse, vous pouvez avoir un espacement beaucoup plus serré avec une microstrip, tandis qu'une stripline nécessite un espacement beaucoup plus grand dans des diélectriques plus fins. Finalement, lorsque le diélectrique devient suffisamment épais, ces deux courbes convergeront l'une vers l'autre.

Lire Microstrip Ground Clearance Part 2 : Comment la clearance affecte les pertes

Déterminer un espacement approprié pour la clearance du plan de masse de la microstrip commence par les meilleurs outils de conception de stack-up PCB. Lorsque vous utilisez Altium Designer®, vous pouvez facilement déterminer la largeur de trace et l'espacement nécessaires pour garantir un routage d'impédance contrôlé dans les cartes utilisant du cuivre de masse dans votre mise en page PCB.

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