Altium Liveに関する質問です: デジタル信号はコプラナ導波路にありますか？

最近のAltiumLive 2022 CONNECTでの私の講演中、聴衆から非常に興味深い質問がありました。ある人が、グラウンドされた共面波導線を通してデジタル信号を送ることが可能かどうかを尋ねました。これは、波導線のSパラメータを見る必要がある興味深い質問であり、この投稿で見ていくことになります。

Q&Aセッションで、私は文献中の論文を参照しました。この論文には、グラウンドされた共面波導線のシミュレーションおよび測定されたSパラメータデータのセットが含まれており、これらの結果を使用して共面伝送線におけるデジタル信号伝播の限界を判断できると述べました。興味のある方は、この論文のPDFはこちらで見つけることができます：

• Sain, Arghya, and Kathleen L. Melde. "グラウンドビアの配置がグラウンドされた共面波導線インターコネクトに与える影響。" IEEEトランザクションズ・オン・コンポーネンツ、パッケージング・アンド・マニュファクチャリング・テクノロジー 6、第1号 (2015): 136-144。

認めざるを得ませんが、グラウンド付きコプレーナ波導管がデジタル信号をサポートできるかどうかをこれほど簡潔に尋ねられたことはありません。技術的には、任意のインターコネクト設計が適切に設計されていれば、どんなデジタル信号でもサポートできます。「適切に設計されている」という概念は、伝送線のタイプによって異なり、幾何学的パラメータと基板材料のパラメータに依存します。それを念頭に置いて、上記の論文からの典型的なグラウンド付きコプレーナ波導管のいくつかの結果を見て、これらがグラウンド付きコプレーナ波導管における信号伝播の課題をどのように予測するかを見てみましょう。

GCPWのSパラメータとデジタル信号

この質問に答える鍵は、グラウンド付きコプレーナ波導管（GCPW）のSパラメータを見ることにあります。Sパラメータは、ビアの配置、平面や銅の注ぎ込みまでの間隔、およびビアの密度など、いくつかの要因によって影響を受けます。GCPWのSパラメータをシミュレートまたは計算できれば、受信機に電力を転送する際にGCPWが対応できるデジタル信号の帯域幅を直ちに判断できます。同じ考え方は、他のコプレーナ配置を含む任意の他のインターコネクトにも適用されます。

上記で引用した論文では、実際に3つの異なる共面配置を検討しており、以下に示されています。ここでは、3つの標準的な共面配置を紹介します：(a)グラウンドプレーンなしの共面、(b)グラウンドプレーン付きの共面、および(c)トレースを囲むビアフェンスがある標準的なGCPW。

ここで分析する関連構造は、(c)のGCPWです。GCPWにおけるSパラメータを制御する主なメカニズムは次のとおりです：

• ビアとトレースの距離（VL）：これは、トレース断面を横切る波の伝播に対応する共振周波数を設定します。間隔が大きいほど、共振は低周波数に移動します。
• ビアピッチ（VP）：これは、ビア壁からの散乱に対応する共振周波数を設定します。これらの円筒形共振が励起されると、近くのグラウンドへの強い結合があり、トレースに沿った破壊的干渉が発生し、電力損失につながる可能性があります。
• 銅プールスパン（SGW）：これは、トレースの端からどれだけ遠くまで銅プールが広がるかを定義します。多くの実用的な状況では、これは無限大と見なすことができます。

おそらくお気づきの通り、このリストには誘電体の厚さ（H）が含まれていません。これは、特定の値にインピーダンスを設定するために使用します。これは損失の量に影響を与えますが、グラウンドクリアランスに関する別の記事で説明したように、Hの値は共振を生じさせます。その重要性については以下で説明します。上記の3つのパラメーターは、実用上はるかに重要です。

分析に興味がある主な構造は、この構造が他の構造に還元できるため、（c）のGCPWです。例えば、（c）はVLを無限大に設定することで（b）に還元でき、（b）は基板の厚さを無限大にすることでさらに（a）に還元できます。これを念頭に置いて、論文からの主な結果をいくつか見てみましょう。

VPとVLを調整してSパラメーターを制御する

VPとVLの値は、上記のGCPW構造で共振が励起されるタイミングを決定し、これらの共振がS21スペクトルに大きな低下が発生するかどうかを決定します。この記事では紙上のすべてのパラメーター変化を詳細に説明するスペースはありませんが、VPとVLが断面で励起できる許容共振によってS21にどのように影響するかを美しく示す2つのグラフがあります。

下の画像では、VLとVPの値を減少させると、構造内の共振が高い周波数に押し出されることがわかります。これらの結果は、上に示された断面構造内の共振に関して説明できます。グラフに示された挙動は、まさに予想通りです。キャビティの側方寸法を増加させると、キャビティの共振周波数が減少するため、S11およびS21データで低周波数でのピークと谷を期待することになります。

ここで重要なガイドラインが上記のデータから得られます：

• 構造を小さくすると、最低次の共振を高い周波数に増加させることができ、これにより構造内の帯域幅が増加します。これにより、デジタル信号がGCPW内を伝播しやすくなります。

TRANSLATE: デジタル信号の帯域幅は理論上、無限に広がっています。したがって、信号の歪みを防ぐためには、チャネルの帯域幅をできるだけ多く持つことが望ましいです。上記のグラフにおける高損失の谷は、その周波数で信号に集中している任意のパワーが失われることを意味します。例として高速デジタル信号のパワースペクトラムを見ると、信号のパワースペクトラムがチャネルの反共振と重なる可能性があるため、より大きなチャネルで高速の信号が進行的に高い周波数で帯域制限を受ける可能性が高いことが明らかです。

グランドなしの共面導波管への簡略化

デジタル信号の伝播を確保するもう一つの方法は、ビアを完全に取り除くことです。したがって、我々には二つの極端があるようです：トレースに非常に近く、トレースに近接して配置されたビア、または全くビアがない状態です！後者の場合、トレースとグランドの間の距離が、伝送線の帯域幅を制限するTEMカットオフ周波数を設定します。

一見すると、VLとSGWのパラメータを調整することは直感的ではないように思えるかもしれませんが、銅のプアを広げることが許容される共振にどのように影響するかを考えると、理解しやすくなります。Sパラメータのデータから明らかなように、銅のプアを広げる（SGW → 無限大）ことと、グラウンドビアを使用しないことは、z軸の波の伝播方向を見るまで、基本的に共振がない線と同じになります。その場合、最低次の共振は波長が2H/(√Dk)になります。ここで、Hはトレースとグラウンドプレーンの間の誘電体の厚さです。Dk = 3の10ミルの基板では、最初の共振は346 GHzになります！

線の長さとSGWは、線の周りに共振キャビティを囲むため、共振に影響を与えますが、実際の状況ではこれらは非常に大きくなりがちで、無視できる場合があります。これらの設計に対する最初のアプローチとしては、帯域幅が最大化されるように、VLとVPを小さい値に設定することに焦点を当てます。

小さな構造に到達する方法

要約すると、GCPWはSパラメータが過度の信号歪み、損失、または減衰を引き起こさない限り、デジタル信号の伝播をサポートできます。デジタル信号をサポートするGCPWの設計ガイドラインとしては、以下のガイドラインで共振のない帯域幅を最大化する必要があります：

1. VPをできるだけ小さくしようとします。これは難しいですが、ドリルビットのサイズを最小限に抑える必要があるため（約6ミル）、VPは10〜15ミルの中心間距離を超えることができないかもしれません。
2. VLをできるだけ小さくしようとします。これも難しいですが、通常のビアと同じアニュラーリングのクリアランスを銅の注ぎ込みに残す必要があるため、VLは10〜15ミルを超えることができないかもしれません。

（1）と（2）が実行できれば、数十GHzに達する帯域幅を期待できます。これは上記の論文の結果によって裏付けられています。しかし、自分のインターコネクト設計をテストするべきです。

もう一つの選択肢は、周囲の銅プールにビアを配置せず、構造(a)または(b)を使用することです。共面構造の周囲で共鳴がどのように伝播に影響するかを考えると、構造(a)はトレースとプールの間隔が5ミルであると仮定して、約1 THzまで共鳴がないため、最も広い共鳴フリーの帯域幅を持っています。しかし、(a)は最も低い遮蔽効果を持っています。構造(b)については、SGW = 無限と仮定すると、共鳴がなく、帯域幅も数百GHzに達します。

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