Analyse experte des paramètres S mesurés

Introduction

Il existe de nombreux tutoriels sur l'analyse des paramètres S. Les sujets abordés incluent généralement comment identifier les cartographies des ports, à quoi ressemblent la perte d'insertion et la perte de retour, et comment les différents paramètres S apparaissent dans le domaine temporel. Pour les débutants, cela est très précieux. Ici, nous expliquerons brièvement ces sujets et ajouterons quelques techniques d'analyse supplémentaires à utiliser lors de l'exploration des données des paramètres S.

Bref aperçu des paramètres S

Les paramètres S sont essentiellement des fonctions de transfert. Vous pouvez multiplier un stimulus dans le domaine fréquentiel, comme une impulsion, par les paramètres S et vous obtenez la réponse de cette impulsion après qu'elle a traversé le canal représenté par les paramètres S. Le canal pourrait être un canal passif comme un câble ou un canal actif comme un CTLE.

Alors, l'idée de base est que les paramètres S sont utilisés pour comprendre ce qui va arriver à votre signal après l'avoir passé à travers cette boîte noire. Dans les paramètres S à deux ports, S21 et S12 représentent la perte d'insertion ou les paramètres de transmission, et ils devraient être approximativement les mêmes. S11 et S22 sont les pertes de retour ou les paramètres de réflexion. Ces derniers peuvent être uniques si le dispositif n'est pas symétrique. Ils sont typiquement tracés en dB de tension.

Où, A est votre paramètre S d'entrée : S21, S11, etc.

Dans cet exemple, S21 et S12 sont pratiquement identiques. S11 et S22 présentent quelques différences significatives comme la grande résonance dans S22 autour de 18 GHz qui est absente dans S11.

Voici où j'aimerais apporter mon premier éclairage supplémentaire. Ne regardez pas seulement l'ampleur des paramètres S en dB ; regardez la phase. Calculez la phase avec :

Vous aurez également besoin de dérouler la phase. Dérouler la phase signifie simplement d'ajouter ou de soustraire 2 x PI chaque fois que la phase change de 2 x PI, de sorte que la phase apparaisse comme une ligne droite. Le tracé ci-dessous à gauche est enroulé, et à droite est déroulé.

La phase peut répondre à quelques questions :

1. Dispose-t-on de suffisamment de données pour les transposer dans le domaine temporel ?
2. Ces données sont-elles valables sur toute la bande de fréquences mesurée ?Quel est le retard de cette structure ?
3. Abordons ces questions une à une.

Dispose-t-on de suffisamment de données pour les transposer dans le domaine temporel ?

Pour répondre à toutes ces questions, nous examinerons le paramètre de transmission, S21. La phase devrait évoluer de manière monotone avec une pente négative de DC à la fréquence la plus élevée disponible. Cela signifie qu'il y a plus d'un point entre les décalages de -pi à pi avant le déroulement. S'il y a un point ou moins entre les décalages, un phénomène appelé aliasing se produit lors de la conversion de fréquence en temps. Lorsque ces paramètres S sont convertis dans le domaine temporel, les données semblent plus courtes que d'habitude ou même non causales (informations avant t=0). Les informations dans le domaine temporel sont essentiellement inutilisables dans ces scénarios. Dans ces cas, la phase déroulée a une pente positive de DC à la fréquence la plus élevée, et j'ai un exemple de cela ci-dessous dans la figure x. Pour résoudre ce problème, mesurez les paramètres S avec un pas de fréquence plus petit. En général, un paramètre S avec un pas de 10 MHz n'aura jamais ce problème.

Ces données sont-elles valides sur toute la bande de fréquence mesurée ?

Examinons quelques données mesurées pour répondre à cette question.

Les données à gauche sont en décibels, et à droite se trouve la phase déroulée. Vous pouvez voir que dans la perte d'insertion, les données deviennent floues autour de 15 GHz, mais la perte de retour semble correcte. Si vous regardez la phase, elle commence par avoir une pente négative, ce qui est bon. Puis, aux alentours de 16 GHz, vous pouvez voir que la pente devient nulle. Cela est dû au fait que les paramètres S sont au plancher de bruit du VNA, et le VNA ne peut plus acquérir la phase. Lorsque la pente devient nulle de cette manière, les paramètres S sont invalides. Il n'est pas toujours possible de corriger cela. Les VNA ont un plancher de bruit d'environ 80 à 110 dB selon le réglage de la bande passante IF (bande passante IF plus faible, plancher de bruit plus bas). Les VNA en domaine temporel ont un plancher de bruit plus proche de -40dB.

Quel est le retard de la structure ?

Les ingénieurs en intégrité des signaux mesurent habituellement le retard dans le domaine temporel avec une réponse en échelon. Ils mesurent le croisement à 50% de l'échelon d'entrée à partir d'un TDR. Ensuite, ils mesurent le croisement à 50% de la sortie qui a traversé le dispositif en test. Il existe des modifications populaires à cette méthode, telles que la prise de la dérivée des réponses en échelon et la mesure du retard de chaque pic au lieu du croisement à 50%. Il y a aussi la méthode de mesure du croisement à une tension fixe au lieu de l'amplitude relative de l'échelon. Enfin, vous pourriez également mesurer à un croisement différent, tel que le point à 5%.

Tout cela est bon, mais il y a quelques points qui pourraient être améliorés. Le premier concerne l'idée d'utiliser différents équipements de test pour la mesure du délai. Il serait préférable qu'un seul soit nécessaire, et puisque nous savons que le VNA a un plancher de bruit plus bas, le VNA est le dispositif de mesure évident de choix. Le deuxième point est la cohérence de laboratoire à laboratoire. Les VNA sont facilement capables de référencer des plans traceables au NIST avec une calibration Short-Open-Load et Unknown-Thru. La calibration du TDR n'est pas traçable au NIST, ce qui rend la corrélation de laboratoire à laboratoire assez difficile. Enfin, il y a le transfert de données. Les données numériques en domaine temporel n'ont pas de format standard et sont généralement partagées avec une feuille de calcul Excel. Les données VNA ont de nombreux formats standards qui incluent le fichier touchstone omniprésent. Pratiquement tous les outils EDA acceptent un fichier touchstone, et avoir ce format disponible rend la communication beaucoup plus facile. Alors, utilisons un VNA et voyons comment obtenir un délai à partir de là.

La première méthode consiste à faire la même chose que le TDR avec une conversion fréquence-temps. Il y a quelques avantages à cela. Tout d'abord, vous pouvez intégrer la fonction de transfert pour obtenir la réponse en échelon. De cette manière, il n'est pas nécessaire de mesurer l'échelon d'entrée au préalable, et vous n'avez qu'un seul délai à mesurer au lieu de deux. L'argument contre cette approche est qu'il y aura moins de points disponibles à partir de la conversion fréquence-temps, et vous aurez trop d'incertitudes. C'est un point raisonnable, mais la pente de la réponse en échelon à travers un canal est tellement constante qu'il est assez simple d'interpoler au picoseconde le plus proche. La pente de l'échelon ne varie pas beaucoup, et il est assez simple d'obtenir des données interpolées précises.

Réponse en Échelon	Zoom

Le Rouge représente les données brutes, et le Bleu est interpolé avec la méthode spline. Les curseurs de données sont les points discrets autour du croisement à 50% à partir des données brutes.

Vous pourriez dire, "Oui, c'est génial, mais je ne sais pas comment faire une conversion de fréquence en temps ou interpoler." Eh bien, c'est là que le VNA est encore meilleur car vous n'en avez pas besoin. Si nous regardons à nouveau la phase, nous pouvons appliquer une formule simple pour obtenir le retard.

Ce qui est formidable avec cette équation, c'est que vous obtenez le retard en nanosecondes en divisant simplement par la fréquence en gigahertz.

Tout d'abord, remarquez que j'ai tracé l'axe des y à la même échelle que l'axe des x dans le graphique de réponse à un échelon. Dans la réponse à un échelon, le retard n'est pas aussi constant que dans la méthode du domaine fréquentiel. De 10 GHz à 50 GHz, le retard est pratiquement le même. Cela rend cette méthode très cohérente entre les laboratoires. La chose suivante à remarquer est le retard à 25 GHz, comme montré, est un peu différent de celui de la réponse à un échelon. C'est parce que le retard de 50% se trouve quelque part aux basses fréquences de ce graphique où la phase change rapidement à chaque point. C'est encore une autre raison pour laquelle la méthode de réponse à un échelon est quelque peu peu fiable pour la corrélation de laboratoire à laboratoire. J'aime aussi que vous puissiez choisir un point de fréquence à utiliser au lieu d'un croisement, ce qui est beaucoup moins ambigu, et il n'y a pas besoin d'interpolation.

Calculer le Skew Rapidement et Facilement

Lors du débogage des canaux, le décalage est l'une des premières choses à vérifier. Le décalage est la différence de retard entre les côtés positif et négatif d'une ligne de transmission différentielle. Lorsque les lignes de transmission sont faiblement couplées, cette astuce peut vous permettre de calculer le décalage très rapidement. D'abord, convertissez les paramètres S unilatéraux en conversion de mode. Une autre façon de le dire est de S à SCD. Ensuite, tracez les données SCD21 en dB et trouvez le premier minimum.

Prenez l'inverse de la fréquence et c'est le décalage ! Voyons comment cela se compare à la méthode de retard discutée précédemment.

Délai de la ligne 1 : 1,38482356955646ns
Délai de la ligne 2 : 1,42117027815264ns
Différence dans les retards (décalage) : 0,0363467085961828ns
Décalage calculé à partir de SCD21 : 1/27,52 = 0,0363372093023256ns
Erreur : 9,49929385720555e-06ns (pratiquement zéro)

Cette astuce fonctionne généralement seulement lorsque le décalage est relativement grand (>50 ps).

Que vous indique le mode commun ?

Le mode commun est souvent un paramètre négligé. Il est mentionné lors des discussions sur les interférences électromagnétiques (EMI) pour aider à trouver des fuites dans une ligne de transmission. Cependant, le mode commun peut vous aider à comprendre ce que vous observez, comment la structure fonctionne et où vous pouvez vous attendre à des problèmes.

Premièrement, examinons le mode commun dans le domaine fréquentiel. Ici, vous voulez comparer la perte d'insertion en mode commun à la perte d'insertion différentielle. Cela compare comment le chemin de retour du signal se comporte par rapport au signal seul. Si nous regardons une paire différentielle en stripline de cette manière, vous pouvez voir que le mode commun et le mode différentiel se comportent de manière similaire. Je m'attendrais à ce type de comportement également dans le câble twin-axial.

Lorsqu'un interconnect est placé dans le canal, les choses commencent à paraître différentes. Le mode commun commence à dévier de la perte d'insertion. Dans ce cas, c'est près de 20 GHz, et je m'attendrais à voir une augmentation du rayonnement ou du diaphonie aux fréquences où cette déviation est présente.

Un autre endroit où regarder se trouve dans l'impédance. L'impédance en mode commun est référencée à 25 ohms. Lorsque l'impédance est inférieure à 25 ohms, le signal est probablement complètement découplé, et l'impédance de la ligne de transmission différentielle est inférieure à 100 ohms. C'est un scénario assez typique dans les systèmes car de nombreux intégrateurs aiment utiliser des paires différentielles « faiblement couplées » pour aider à la mitigation du décalage.  Lorsque l'impédance est élevée, le couplage au sein de la paire a augmenté. Cela pourrait également indiquer où la masse commence à être en manque. Des impédances entre 25 ohms et 28 ohms peuvent être attendues dans des striplines couplées (voir la figure ci-dessous) et peuvent atteindre jusqu'à 32 ohms dans des câbles axiaux jumeaux. Les impédances en mode commun d'interconnexion peuvent être relativement élevées. Les connecteurs QSFP, par exemple, sont connus pour avoir une impédance en mode commun proche de 50 ohms. Ce n'est pas un problème pour la plupart des systèmes, et lors de l'analyse, savoir ce comportement vous aide à comprendre où dans l'interconnexion vous regardez lorsque vous recherchez des problèmes.

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