Espacement des paires différentielles et diaphonie dans la conception de PCB

Le diaphonie est un aspect fondamental de l'intégrité du signal, tant dans les pistes à terminaison unique que différentielle. L'espacement entre les lignes de signal pour chaque configuration de routage est défini en utilisant des règles empiriques typiques, qui peuvent être facilement définies comme règles de conception dans votre logiciel de conception de PCB. Une règle empirique pour définir l'espacement des paires différentielles entre chaque trace est la règle du “5S”, parfois appelée règle du “5W” dans les notes d'application et autres directives de conception de PCB.

La règle du 5S stipule que l'espacement des paires différentielles entre deux lignes doit être un facteur 5 plus grand que la largeur de chaque trace dans la paire. Lorsqu'un routage dense est nécessaire pour plusieurs paires différentielles, la diaphonie entre les paires différentielles devient une considération importante, et nous avons besoin d'une manière d'analyser l'espacement des paires différentielles entre plusieurs paires. Il s'avère que cela dépend de la hauteur des paires par rapport au plan de masse le plus proche. Creusons cela plus profondément et voyons comment nous pouvons déterminer le bon espacement entre les paires différentielles pour prévenir la diaphonie différentielle.

Qu'est-ce que la Diaphonie Différentielle ?

Comme son nom l'indique, le diaphonie différentielle est l'analogue en mode différentiel de la diaphonie en mode unifilaire, se référant aux formes de diaphonie entre paires différentielles, ou à la diaphonie générée sur une trace unifilaire par une paire différentielle. Les deux types de diaphonie trouvés entre les paires unifilaires (NEXT et FEXT) se produisent également entre les paires différentielles. Une forte diaphonie différentielle peut être induite de manière capacitive et inductive, en fonction de la fréquence et de la géométrie de la structure.

Le champ total vu à une certaine distance latérale de la paire est la somme des champs des deux paires. Comme les deux extrémités d'une paire différentielle ont un certain espacement entre elles, le champ total vu à une certaine distance latérale de la paire différentielle n'est pas égal à zéro. De plus, la force du champ électromagnétique loin des deux traces est plus grande lorsque les deux paires différentielles ont un espacement plus grand.

Cela motive la formulation d'une règle qui est utilisée pour définir l'espacement entre deux paires différentielles. D'après la discussion ci-dessus, et simplement en sachant que la force du champ diminue à mesure que vous vous éloignez de la paire, on formulerait naturellement les exigences de disposition suivantes pour les paires différentielles :

• L'espacement entre deux paires différentielles devrait être proportionnel à l'espacement entre chaque trace dans la paire.
• L'espacement entre deux paires différentielles devrait être d'une certaine manière proportionnel à la distance entre chaque paire et son plan de référence (s'il en existe un).

Examinons la géométrie suivante pour deux paires différentielles et déterminons le diaphonie en mode différentiel entre celles-ci. Vous pensez probablement que tout l'intérêt des paires différentielles est la suppression du bruit; bien que cela soit vrai pour le bruit en mode commun, la différence de force de champ entre les deux traces dans la paire victime produira différents niveaux de bruit dans chaque paire, apparaissant comme du bruit en mode différentiel au niveau du récepteur.

En utilisant les paramètres d'espacement des paires différentielles montrés ci-dessus, il existe deux approches qui peuvent être utilisées pour quantifier la diaphonie différentielle :

• Un modèle basé sur la force du champ

Calcul de la force de la diaphonie différentielle dans un modèle de premier ordre

Dans la discussion ci-dessus, il y a un autre aspect qui n'a pas été considéré : la hauteur de la trace au-dessus de son plan de référence et l'arrangement exact des traces dans la paire. Des considérations similaires pourraient être faites pour les paires différentielles en stripline. Ici, nous aimerions quantifier la force du diaphonie différentielle en fonction de la géométrie. L'approche présentée ici suit de près l'approche montrée par Doug Brooks. Cela se fait normalement en définissant un coefficient de diaphonie à partir d'un modèle de circuit. Le problème avec ces modèles est qu'ils échouent à prendre en compte la force du champ au niveau de la trace victime en fonction de la distance entre l'agresseur et la victime.

Dans le modèle ci-dessus, nous pouvons définir un coefficient de diaphonie C en fonction de l'espacement des traces S et de la hauteur au-dessus du plan de référence H. Il est pratique de définir le coefficient de diaphonie en fonction du rapport (S/H). Dans ce cas, le coefficient de diaphonie en mode simple entre deux traces séparées par une distance S avec une polarité opposée est :

Ici, k est une constante de proportionnalité qui est liée au temps de montée du signal sur la ligne agresseur, à la fonction de transfert de la ligne victime, et à la constante diélectrique du substrat. Quelqu'un qui a suivi un cours d'électromagnétisme saura que ce modèle est basé sur la force du champ électrique autour d'un fil au-dessus d'un plan conducteur. Comme nous le verrons bientôt, la valeur de C peut être utilisée pour définir le rapport entre le bruit de diaphonie en mode commun et en mode différentiel généré sur la trace victime pour un rapport donné (S/H). Le récepteur différentiel éliminera le bruit en mode commun, donc nous aimerions minimiser le bruit en mode différentiel.

La diaphonie différentielle est définie en calculant les sommes et les différences dans les coefficients de diaphonie. Pour l'arrangement montré ci-dessus, la diaphonie entre une paire différentielle et une trace dans la paire victime est juste la somme de leurs coefficients. Notez que, pour toute valeur d'espacement de paire différentielle, il suffit de prendre la transformation d'échelle S → S(1+x). La diaphonie différentielle est juste la différence dans les coefficients de diaphonie pour les traces victimes :

Si nous traçons cela en fonction de x pour différentes valeurs de (S/H), nous constatons que l'espacement entre deux paires peut être réduit lorsque les pistes sont plus proches d'un plan de masse. L'image ci-dessous montre un tel tracé pour k = 1 ; augmenter k déplace simplement ces courbes vers le haut de l'axe des ordonnées. Ceci est fait pour satisfaire une exigence donnée sur le diaphonie différentielle. Par exemple, supposons que vous nécessitiez un coefficient de diaphonie différentielle de 0,002 ; si les pistes sont plus éloignées du plan de masse le plus proche, alors un espacement plus grand est nécessaire pour garantir que vous atteignez cet objectif de conception.

Regardez également ce qui se passe lorsque (S/H) = 0,5 ; le coefficient de diaphonie maximal ne se produit pas toujours lorsque x = 0. Selon votre objectif de conception, vous pourriez rapprocher les pistes et observer le même niveau de diaphonie différentielle que lorsque les pistes sont plus éloignées.

Vous vous demandez peut-être : qu'en est-il de la largeur de la trace ? La largeur de la trace est importante car elle détermine l'impédance en mode simple et différentiel, la capacité et l'inductance. Pour une spécification d'impédance différentielle donnée, un changement dans l'espacement des paires différentielles et l'épaisseur du substrat oblige à modifier la largeur de la trace afin de maintenir la même valeur d'impédance en mode impair.

Enfin, vous devriez noter qu'il manque un paramètre important dans le modèle ci-dessus : la constante diélectrique. J'ai montré dans d'autres simulations et vidéos que la valeur de la constante diélectrique importe également pour influencer le diaphonie différentielle, et c'est l'une des raisons pour lesquelles les conceptions à haute vitesse optent pour des valeurs de Dk plus faibles dans certaines couches. Pour voir les effets de la valeur de Dk sur la diaphonie différentielle, vous pourriez essayer de réintégrer la valeur de Dk dans le modèle de coefficient de diaphonie ci-dessus, ou vous auriez besoin d'examiner les paramètres S pour un interconnect calculé à partir d'un solveur de champ électromagnétique.

Paramètres S Multi-Ports Pour la Diaphonie Différentielle

Lorsque vous utilisez un solveur de champ pour calculer le diaphonie différentielle, vous utiliserez des résultats dans le domaine temporel (montrant les impulsions entrées dans l'interconnexion victime) et des paramètres S pour quantifier la diaphonie différentielle large bande. Le premier est une approche de simulation standard qui est mise en œuvre dans Altium Designer pour les traces à extrémité unique, mais pas pour les traces différentielles. Le dernier ne peut être calculé qu'avec un solveur de champ électromagnétique.

Dans les résultats de simulation ci-dessous, je montre un ensemble de courbes de paramètres S extraites avec Simbeor pour deux stratifiés commerciaux (Megtron 7 et Megtron 8) sur des couches minces. L'espacement intra-paire a été réglé égal à la largeur des traces dans la paire (S = W). L'espacement de bord à bord entre les paires a été varié avec 1W, 2W et 3W. L'épaisseur diélectrique a également été variée entre 1,5 mil et 3 mil.

Résultats Megtron 7

Résultats Megtron 8

Les résultats devraient être très intéressants car ils illustrent que le simple fait de rapprocher la masse des paires différentielles et de maintenir le même espacement de bord de 1W etc. entre les paires différentielles ne réduit pas automatiquement le diaphonie. Cela est dû au fait que le maintien de 1W diminue considérablement l'espacement entre les paires. Cependant, passer d'une épaisseur de 1W/3 mil à 2W/1.5 mil réduit toujours la diaphonie et permet également d'obtenir un routage de plus haute densité. C'est exactement ce que nous souhaiterions si nous développions une carte HDI avec de nombreuses interfaces à haute vitesse provenant du processeur principal. 

Nous pouvons voir cela à partir d'un simple calcul avec la largeur/espacement des traces dans la paire et les valeurs d'espacement inter-paires pour les laminés de 3 mil et 1.5 mil.

• 3 mil Meg7 à un espacement de 1W, S/H = 0.75, et S = 2.249 mil
  • Initialement Xtalk = 10.84%
• 1.5 mil Meg7 à un espacement de 2W, S/H = 0.51, et S = 0.765 mil
  • Initialement Xtalk = 6.82%

Cela signifie que la densité a tout de même augmenté de 63 %, même avec l'espacement entre paires différentielles augmenté à 2W. Si nous augmentions l'espacement entre les paires à 3W, nous aurions toujours une forte augmentation de la densité de routage.

Il y a un autre effet très important ici que j'ai souligné dans les données ci-dessus : la limitation de bande passante. La limitation de bande passante définie ci-dessus est observée dans le tracé de la perte de retour pour les interconnexions ; lorsque la perte de retour atteint -10 dB, cela est défini comme la limite de bande passante pour le canal. Nous pouvons voir que dans tous les cas ci-dessus, l'effet de limitation de bande passante dans les canaux est réduit en passant à une valeur de Dk plus faible. La raison pour laquelle cela fonctionne est simple : cela vous oblige à utiliser une largeur de trace plus large, ce qui réduit la contribution inductive à l'impédance et diminue la partie réactive de l'impédance de la ligne de transmission.

Paramètres S en mode mixte complet pour deux paires différentielles

Dans certains cas, vous souhaitez connaître le niveau de bruit en mode commun créé dans une paire différentielle en raison d'un signal différentiel d'entrée sur la paire agresseur. Cela peut être calculé en utilisant des S-paramètres en mode mixte pour notre réseau à 4 ports mentionné ci-dessus. Cela étend le nombre de ports dans la matrice des S-paramètres à un réseau à 8 ports, bien que seulement 4 de ces ports soient des entrées et sorties physiques. Ce type de jeu de S-paramètres dans les canaux différentiels est appelé S-paramètres en mode mixte, et il décrit la conversion de mode dans une seule paire différentielle et entre deux paires différentielles.

La matrice complète des S-paramètres pour une paire différentielle qui considère les signaux en mode commun et en mode différentiel est une matrice 8x8 avec la forme montrée ci-dessous :

Cela représente beaucoup de termes à calculer dans une simulation ! Les solveurs de champ actuels dans les outils EDA peuvent calculer cela en examinant le signal induit dans une paire différentielle victime en calculant les contributions de chacune des traces à extrémité unique dans la paire différentielle agresseur. La matrice ci-dessus décrit à la fois FEXT et NEXT aux côtés de la conversion de mode (par exemple, FEXT vu comme mode commun lorsqu'excité par un signal différentiel d'entrée). 

La morale de l'histoire est la suivante :

• Le crosstalk différentiel crée du bruit en mode différentiel et du bruit en mode commun sur la paire victime
• Dans certains cas, la minimisation du bruit en mode commun peut être plus importante pour des raisons de CEM (Compatibilité ÉlectroMagnétique)
  • Augmenter l'espacement des paires différentielles dans la paire victime est le plus efficace pour garantir que le crosstalk soit dominant en mode différentiel
• Dans certains cas, la minimisation du bruit en mode différentiel peut être plus importante pour des raisons d'ISI (Intersymbol Interference)
  • Diminuer l'espacement des paires différentielles dans la paire victime est le plus efficace pour garantir que le crosstalk soit dominant en mode commun

Vous pouvez définir toute exigence d'espacement des traces que vous déduisez comme règles de conception lorsque vous travaillez avec Altium Designer®. Cela vous aidera à optimiser votre routage pour un faible crosstalk en mode commun et différentiel sur votre carte. Le gestionnaire de stackup vous permet également de concevoir votre empilement de couches à partir d'une gamme de matériaux standards, aidant à garantir l'intégrité du signal et l'intégrité de l'alimentation.

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