RF 전원 공급 장치를 위한 다상 벅 컨버터 설계

얼마 전까지만 해도 우리는 미래의 5G 출시에 대해 이야기하고 있었는데, 이제 미국, 중국, 그리고 대한민국에서 초기 5G 네트워크가 실제로 구현되고 있습니다. 5G 시스템은 디자이너들이 기지국 및 송신 장비, 그리고 핸드셋, 자동차, 중계기, IoT 제품에 접근하는 방식을 변화시키고 있습니다. 5G 출시의 추가 확장은 기지국의 혁신과 송신 장비를 소규모, 지역화된 셀로 확장하지 않고서는 이루어질 수 없으므로 사용자에게 서비스를 제공할 수 있습니다.

현장에서 찾을 수 있는 기지국 장비 세트 중에서, RF 전원 공급 장치와 증폭기는 신호 전송에서 중심적인 역할을 하며, 이러한 시스템에서 고효율로 신호를 지원하기 위해 RF 전원 공급 장치는 설계되어야 합니다. 불행히도, 이전 세대의 Si, SiC, GaAs 전력 MOSFET 제품은 일반적으로 활성 장치에서 충분한 열을 발산할 수 없어 장치가 시원하게 유지될 수 없습니다. 우리는 2019년 여름에 이러한 발열 문제의 변형을 보았습니다. 새로운 스마트폰의 5G 모뎀이 과열로 인해 종료되었습니다. 기지국에서도 비슷한 문제가 발생합니다.

일반적으로 전력 증폭기 단계는 작동 중에 열을 발생시키기 때문에, 특히 DC 전원으로 구동될 때는 방열판이나 팬과 같은 부품을 사용하여 냉각해야 합니다. RF 송신 시스템은 방열판, 큰 크기의 외장, 팬 및 기타 냉각 장비에 많은 공간을 할애해야 합니다. 더 작은 RF 전원 공급 장치 발자국과 더 높은 효율성을 달성하기 위해서는 몇 가지 간단하지만 중요한 단계가 있습니다:

• GaN FETs on SiC와 같은 새로운 반도체 장치 사용하기
• 전원 공급 장치 및 증폭기에 대한 대체 조정기 토폴로지 사용하기, 예를 들어 멀티페이즈 벅 컨버터와 엔벨로프 트래킹과 같은

이 글에서는 주로 두 번째 포인트, 특히 RF 전원 공급 장치와 증폭기에서 더 높은 전력 변환 효율성을 가능하게 하는 조정기 토폴로지인 멀티페이즈 벅 컨버터에 초점을 맞출 것입니다. 이 설계를 통해 걸어가면서, 이 컨버터에서 스위칭 요소로 GaN MOSFET을 사용하는 예를 보여주고, 이러한 유형의 컨버터가 RF 시스템용 전원 공급 장치에 어떻게 통합되는지 설명할 것입니다. 이 유형의 전원 공급 장치 설계는 주파수 변조 신호를 가진 RF 방출기에 안정적인 전력을 공급하도록 의도되었습니다.

엔벨로프 트래킹 전원 공급 장치

RF 전력 증폭기에 DC 전력을 공급하는 선호되는 방법은 엔벨로프 추적 전원 공급 장치를 사용하는 것입니다. 이 특정 유형의 전원 공급 장치를 설계하는 방법에 대해서는 자세히 다루지 않고, 다른 기사에서 다루도록 하겠습니다. 엔벨로프 추적을 사용하는 주요 장점은 운영 중 열 발산이 적다는 것입니다. 엔벨로프 추적 전원 공급 장치는 증폭기를 통해 그려지는 변조된 신호의 중첩된 진폭 엔벨로프를 추적합니다. 이 방식으로, 증폭기에 공급되는 전력은 입력 신호와 동일한 순간에 증가하거나 감소하므로, 내부 FET가 꺼질 뻔한 상태에 가까워질 때 열로 소산되는 전력이 적습니다.

이 시스템들은 엔벨로프 추적을 사용하지 않는 비슷한 전력 시스템보다 높은 피크 대 평균 전력 비율(PAPR)을 가지는 경향이 있습니다. 다양한 유형의 엔벨로프 추적 전원 공급 장치가 선형 증폭기, 스위칭 컨버터, 선형 보조 스위칭이 있는 컨버터에서 사용되었습니다. 증폭기에서 열로 손실되는 전력을 줄이는 목표는 높은 효율성을 보장하는 것입니다. RF 전원 공급 장치에서 구현된 고대역폭 엔벨로프 추적은 낮은 잡음으로 정밀한 조절이 필요합니다. 이를 디지털 시스템과 대비해보면, 스위칭 잡음은 전력 버스의 순간적 변동보다 훨씬 덜 중요합니다.

이 애플리케이션에서는 엔벨로프-트래킹 RF 전원 공급 장치에 다단계 벅 컨버터를 선호합니다. 이 유형의 벅 컨버터는 강제된 위상 지연을 가진 여러 구동 단계를 사용하여 표준 벅 컨버터 회로에서 찾을 수 있는 표준 LC 배열을 구동합니다. 우리는 세 가지 이유로 이 유형의 벅 컨버터를 사용하고자 합니다:

1. 낮은 듀티 사이클에서 작동하고 정의된 위상 관계를 설정함으로써, 출력 인덕터의 전류는 더 높은 스위칭 주파수를 볼 것이며, 이는 저잡음에 유리합니다.
2. #1 때문에, 더 높은 결합 스위칭 주파수에서 구동하면 원하는 경우 물리적으로 더 작은 인덕터를 사용할 수 있습니다.
3. 출력 인덕터를 구동하는 등가 스위칭 주파수가 높더라도, 개별 스위칭 단계를 더 낮은 주파수에서 구동할 수 있습니다.
4. 적절한 인덕터나 위상 지연 드라이버를 사용하면, 제로-볼테이지 스위칭(ZVS)을 구현할 수 있어, 소프트 스위칭 중 손실을 더욱 줄일 수 있습니다.

다단계 벅 컨버터 설계

아래의 블록 다이어그램은 다상 전력 변환기의 기본 설계 개념과 토폴로지를 고수준에서 보여줍니다. 위상 제어는 병렬로 배치된 여러 스위칭 단계에 걸쳐 구현됩니다. 이들은 출력 버스를 공유하며, 출력은 리플을 줄이기 위해 저역 통과 필터를 통해 전달됩니다.

아래 이미지는 다상 변환기의 스위칭 섹션 중 하나에 대한 예시 회로도를 보여줍니다. 스위칭 단계는 이러한 시스템의 가장 복잡한 부분입니다. 각 섹션에서의 출력(각 섹션의 L1에서)은 긴 버스에 병렬로 연결되며, 모두 출력 포트에 수렴하여 출력 필터에 연결됩니다. 파이 필터는 수동 엔벨로프 추적을 구현하는 데 탁월한 선택이며, 이는 표준(단상) 벅 변환기에서와 동일한 기능(저역 차동 모드 필터)을 수행합니다.

이 설계는 적절한 고주파 PWM 드라이버를 사용한다면 ZVS와 함께 약 100 MHz의 스위칭 주파수에서 실행될 수 있습니다. 위에 표시된 4차 출력 필터는 필요한 대역폭 내에서 봉투 추적을 제공합니다. 아래의 타이밍 다이어그램은 고측 비행 커패시터(V_Ca)에 걸쳐 전압 제어가 0.5 < D < 1.0 범위에서 V_in/2부터 V_in까지의 출력 레벨에서 어떻게 구현되는지 보여줍니다. 전체 출력 전류에는 여전히 일부 리플이 포함되어 있지만, 고측 및 저측 MOSFET의 스위칭 주파수에 비해 4배 높은 주파수입니다.

비행 커패시터(C_a 및 C_b)는 여기서 중요한 역할을 하며, 전형적인 단상 벅 컨버터에서와 같은 기능을 합니다: MOSFET 배열이 스위칭될 때 주기적으로 충전 및 방전하여 출력 인덕터를 통해 전력을 전달합니다. 위 그래프에서 이전에 명확하지 않았던 중요한 결론 하나를 지적하고 싶습니다:

다상 변환기는 N배의 주파수로 구동되거나 N배의 출력 인덕턴스를 가진 단상 변환기처럼 작동합니다.

이것이 스위칭 변환기의 핵심 장점입니다. 엔벨로프 추적과 저R_ON GaN FETs를 결합함으로써, 이 공급원으로부터 증폭기에 의해 끌어온 전력은 훨씬 적은 노이즈를 가지지만 더 작은 발자국과 가벼운 냉각 요구 사항을 가집니다. 이제 각 단계에 대한 GaN FETs와 출력 인덕터를 선택해야 합니다.

인덕터 선택

이러한 유형의 시스템을 구현하기 위해 다음 작업은 설계에 사용된 FETs와 인덕터(고전압 및 저전압 측에서 L1로 표시됨)를 선택하는 것입니다. 이 인덕터는 드라이버에 의해 트랜지스터의 드레인-소스 전압 값이 전환될 때 ZVS를 구동하는 데 중요합니다. 이러한 유형의 응용 프로그램에서는 GaN FETs와 MMICs가 그들의 낮은 R_ON 값과 높은 열전도성 때문에 PCB 기판이나 근처의 히트싱크로 열을 배출하는 전력 시스템의 스위칭 요소로 사용하기에 가장 선호됩니다.

분명하지 않을 수 있지만, 이 시스템에서 인덕터는 ZVS에 도달하기 위해 적절히 크기가 조정되어야 합니다. 이 스위칭 조건은 피크 대 피크 리플 전류가 평균 전류의 값의 두 배 이상이 되도록 L1의 적절한 값을 선택함으로써 달성됩니다. 일반적으로 ZVS를 구현하기 위해서는 복잡한 제어 회로를 사용해야 하며, 여기서 출력 전류는 ZVS 사이클 사이에서 동적으로 제한됩니다.

다음으로, 원하는 듀티 사이클 범위를 수용하도록 설계되어야 하는 인덕터 L1에 대해 설명합니다. N-상 3-레벨 컨버터의 경우, 부하 저항 R_L, 듀티 사이클 D, 그리고 등가 스위칭 주파수 f_s,eq에서 상단 스위치 Q1과 Q2에서 ZVS에 도달하기 위해 필요한 L1의 최대 값은 다음과 같습니다:

이 컨버터들에서 듀티 사이클은 0.1에서 0.9까지 다양할 수 있으며; L1은 D의 최대값 또는 최소값에서 결정되어야 합니다. 이 컨버터는 전력 증폭기 입력에 연결되며, 증폭기가 구동 신호를 받을 때 저 임피던스로 떨어집니다.

마지막으로, 위의 방정식에서 f 항(등가 주파수)은 아래와 같이 나타납니다. N = 2일 때, 우리가 위의 그래프에서 예상했던 것처럼 주파수의 4배를 얻는 것을 알 수 있습니다.

FET 선택

고주파 설계, 예를 들어 4G LTE 및 그 이상의 운영 주파수에 대한 예시에서는, 전력 시스템이 Si 전력 MOSFET을 넘어서야 합니다. GaN FET은 현재 이 시점에서 이상적인 장치입니다. 왜냐하면 Si가 사용할 수 없는 높은 주파수에서 낮은 ON 상태 손실을 가지기 때문입니다. 가장 가까운 대응물은 GaAs와 SiGe이지만, 이러한 재료 플랫폼은 고효율 전력 변환을 필요로 하는 mmWave 주파수에서 여전히 성능이 떨어집니다.

이러한 유형의 RF 전원 공급 장치에 Si MOSFET을 넘어서는 것을 원하는 몇 가지 이유가 있습니다:

• 게이트 용량 감소
• 역전층 대비 벌크층에서의 높은 이동성
• 더 높은 장치 온도 한계
• 더 높은 붕괴 전계
• 더 높은 열전도성
• 낮은 용량
• 구동 중 더 깊은 포화

몇 가지 예제 구성 요소를 보려면 Octopart 검색 결과를 확인해 보세요. FET을 선택한 후에는 임의의 구동 신호로 시뮬레이션을 보고 이 레귤레이터 설계의 전력 변환 효율을 결정할 수 있습니다. 스위칭 FET의 실제 모델이 있다면 SPICE 시뮬레이션으로 이를 수행할 수 있습니다. 여기서는 다양한 듀티 사이클에 대해 비행 캐패시터를 통한 전압과 부하에 전달된 시간 평균 출력 전력(출력 전압 Vo 사용)을 비교하고 싶을 것입니다.

여기서 또 다른 주요 회로 문제는 FET 배열을 직렬로 연결하는 것입니다. 과거에 병렬 MOSFET 배열에 대해 논의한 적이 있습니다, 배열 출력에 약간의 저항을 연결하지 않으면 진동하는 것으로 알려져 있습니다. 실제로 직렬 FET는 특히 스위칭 섹션에 높은 입력 전압이 있을 때 전력 시스템에서 다루기가 더 어렵습니다. 직렬 배열에서의 목표는 전압이 설계 전체에 고르게 분배되도록 하는 것인데, 이는 게이트 전압에 따라 접합 저항이 비선형적이기 때문에 상당히 어렵습니다. 일반적으로, 직렬 배열의 첫 번째 FET가 가장 많은 전압을 소산하므로 가장 먼저 실패합니다. 이 문제는 흥미로운 문제이지만, CMOS 버퍼의 구조가 집적 회로 설계에서 근본적인 문제임을 보여주기 때문에 다가오는 기사에서 이 문제를 더 살펴볼 것입니다.

다상 벅 컨버터를 위한 레이아웃 팁

레이아웃에서 생각해야 할 핵심 포인트는 위에서 언급한 대로 FET 배열에서의 격리, 열 발산, 그리고 FET 배열 전체에 걸쳐 전압 강하를 고르게 분배하는 것입니다.

• 격리: 낮은 인덕턴스를 보장하기 위해 밀집된 라우팅으로 보드를 배치하는 것이 설계 하류에서 발생하는 과도한 EMI 및 노이즈를 방지하는 첫 번째 단계입니다. 근처의 접지면은 낮은 인덕턴스 라우팅을 보장하고 일부 차폐를 제공합니다.
• 배치: FET의 직렬 배열과 근처에 PWM 컨트롤러를 배치해야 하는 필요성을 고려할 때, 설계에서 추출된 RF 전력이 설계의 입력 측으로 다시 결합되지 않도록 모든 것을 선형 배열로 배치하겠습니다.
• 열 분산: RF 전원 공급 장치에 필요한 고급 FET는 많은 열을 발산하며, 그 열은 어딘가로 배출되어야 합니다. 근처의 평면은 열이 FET에서 전도될 수 있으므로 좋은 옵션입니다. 보드와 인클로저 사이에 열 인터페이스 재료를 사용하면 공급 장치에서 발생하는 열을 제거하는 데도 도움이 됩니다.

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