¿Debes enrutar señales en el plano de potencia de tu PCB?

A menudo me preguntan los diseñadores sobre temas como la integridad de la señal o la integridad de la alimentación, y una pregunta reciente me ha llevado a plantearme (¡otra vez!) algunas de las prácticas fundamentales para enrutar cerca de planos y de vertidos de cobre. Aquí tienes la pregunta (parafraseada) que recibí hace poco en LinkedIn:

Me gustaría conocer tu punto de vista sobre la idea de mezclar la señal y la potencia en una misma capa en un stackup de PCB. ¿Es correcto enrutar las pistas de señal en la misma capa que los planos de potencia? He visto algunas directrices de stackup que sugieren que sí, pero nadie aporta consejos fundamentados.

Una vez más, tenemos un gran ejemplo de una directriz de diseño de las de toda la vida sin suficiente contexto. La respuesta corta a esta pregunta es "sí", no hay problema en hacerlo en determinadas situaciones. Se trata de una práctica bastante habitual que hemos implementado en las placas de clientes con productos sin problemas de impedancia, de compatibilidad electromagnética ni de pérdida de potencia de CC, porque hemos elaborado el stackup correctamente y porque hemos tenido en cuenta cómo enrutar el diseño de forma adecuada. Sin embargo, hay varios aspectos a tener en cuenta al enrutar señales en una capa de potencia o al enrutar rieles de alimentación en una capa de señal. Las dificultades provienen de consideraciones en torno a la integridad de la alimentación, la impedancia controlada y la distribución de la energía de CC en la placa.

Cómo enrutar señales en la capa del plano de potencia de tu PCB

Antes de empezar a cortar la capa del plano de potencia de tu PCB con las pistas, tendrás que considerar los requisitos del diseño en las siguientes áreas:

• Capacidad de corriente del plano de potencia.
• Señales de baja velocidad frente a señales de alta velocidad e impedancia.
• Rutas de retorno si el plano se utiliza como capa de referencia.

Echemos un vistazo a cada una de estas áreas con más detalle.

Capacidad de corriente del plano de potencia

Siempre que diseñes un plano de potencia, este tendrá una cierta capacidad definida de transporte de corriente que estará relacionada con las dimensiones del cobre que compone la capa del plano. Si empiezas a enrutar a través de un plano de alta potencia, estarás dividiendo el plano en secciones y cada sección tendrá una capacidad de corriente menor que la capa uniforme del plano. Además, si la forma de tu capa de potencia es muy compleja, puedes acabar creando un embudo con alta densidad de corriente que puede calentarse bastante. Puedes observar efectos como este en una simulación del analizador de PDN (consulta este artículo para ver un ejemplo).

Una solución para el enrutamiento en una capa de potencia es utilizar otro plano de potencia en una capa adyacente que vaya en paralelo. En esta disposición, básicamente estás dividiendo la corriente en dos planos paralelos, lo que te ayudará a garantizar que no superes la capacidad de corriente en ninguna sección del plano. En la mayoría de los dispositivos de baja potencia, generalmente no tienes que preocuparte por esto. Sin embargo, si tienes un sistema de alta potencia, es probable que tengas que hacerlo de todos modos para que el sistema pueda proporcionar suficiente potencia sin calentarse demasiado. Un ejemplo muy habitual en el que esto se lleva a cabo es en las placas de bus comunes (3U/6U) o en otras unidades de montaje en bastidor.

Impedancia de las pistas

Si no estás enrutando líneas de impedancia controladas a través del vertido de cobre en tu capa de potencia, no tendrás que preocuparte tanto de esto. Los protocolos digitales de salida simple, como SPI o I2C, así como los GPIO, se pueden enrutar a través del cobre sin tener que preocuparse por la impedancia, ya que no tienen una especificación de impedancia, pero, incluso en ese caso, deberías seguir las demás directrices de esta lista (cuando proceda). Otra cosa son los protocolos de alta velocidad, en los que la impedancia es importante, y tendrás que asegurarte de proporcionar suficiente clearance de cobre alrededor de estas pistas como para garantizar que no se violen los objetivos de impedancia. Si el vertido de potencia se acerca demasiado a las pistas, deberás utilizar un cálculo coplanar en el stackup de capas para asegurarte de no infringir las tolerancias de impedancia.

El peligro de cortar un plano aplicando un clearance alto es que acabas cortando el cobre en demasiadas secciones. Si enrutas demasiadas pistas, dejarás un montón de cobre sobrante por toda la distribución, que quedará cortada en pequeñas secciones. Con una placa de pocas capas que también requiera control de impedancia, es posible que no dispongas de otra capa de potencia para unir todas estas secciones. Si ves que tienes que enrutar un gran número de pistas a través de una capa de potencia, quizá sea mejor que añadas dos capas más (potencia y tierra).

Vías de retorno y enrutamiento sobre divisiones del plano de potencia

Como ocurre con el enrutamiento en cualquier otra situación, asegúrate de tener un camino de retorno bien definido para las señales en tu PCB, especialmente cuando enrutes en una capa de potencia. El problema aquí es si enrutas en una capa adyacente. Cuando enrutas en la misma capa de la región de potencia, estás introduciendo huecos en un plano de referencia. Para las regiones de potencia esto suele funcionar, a menos que utilices la región de potencia como referencia para señales de otra capa. En ese caso, si por casualidad enrutas sobre uno de estos huecos, crearás una región con mayor inductancia parásita, que puede recibir más EMI de la diafonía o de fuentes externas.

Para los protocolos de baja velocidad que se propagan entre dos capas de planos, probablemente te las puedas arreglar enrutando sobre una división de planos de potencia, siempre que el plano de la otra capa sea uniforme. La discontinuidad de impedancia que creas será eléctricamente corta, por lo que no tendrás que preocuparte por las reflexiones, y la presencia del plano en la otra capa ayuda a garantizar que siga habiendo una vía de retorno bien definida, a pesar de la mayor inductancia en la región con el plano dividido. Para las señales de mayor velocidad, esto es mucho más importante y probablemente sea mejor que añadas una nueva capa para hacer sitio a estas señales en lugar de cortar un plano de potencia.

Para los protocolos de mayor velocidad, el enrutamiento de una stripline sobre este tipo de división en una capa plana plantea un problema, como ya han señalado otros autores. Supongamos, por ejemplo, que enrutamos una stripline entre una capa de potencia y una capa de tierra y que la capa de tierra está dividida debido al enrutamiento en la capa de potencia. Sería algo parecido al modelo siguiente.

Aquí he creado un modelo muy básico que puede utilizarse en una simulación de integridad de la señal. Las señales parten de almohadillas en la capa superior inundadas con vertido de tierra (L1) y hay dos divisiones en una capa de plano de potencia (L2), que podrían utilizarse para enrutar señales. En la siguiente capa de señal adyacente (L3) tenemos dos grupos de striplines con impedancia definida (50 ohmios de salida simple, 100 ohmios de par diferencial). Estas señales se enrutan sobre un plano de tierra en L4. Todos los dieléctricos tienen un espesor de 10 mils con Dk = 4/Df = 0,02. A las vías de señal se les han añadido vías de unión para proporcionar una impedancia de entrada adaptada a las striplines de cada configuración.

A partir de este modelo de simulación, vemos que las pistas se enrutan a través de divisiones en la capa de potencia; una división (lado izquierdo) es estrecha, a 200 mils, y la otra (lado derecho) es más ancha, a 400 mils. ¿Cómo afectará esto a la impedancia y las reflexiones dado que hay un plano de tierra en L4?

En primer lugar, hay una discontinuidad de la impedancia en cada zona del hueco. El canal de salida simple tiene una impedancia característica de 58,1 ohmios en la zona del hueco, mientras que la impedancia característica del canal diferencial es de 106,2 ohmios. Esta diferencia no debería sorprender, ya que los canales diferenciales tienen su impedancia definida por la separación entre las dos pistas del par.

Aunque hay una discrepancia clara, la siguiente pregunta es si esto importa o no en cada canal. Podemos determinar esto observando los parámetros S y la impedancia en la zona del hueco. Podríamos esperar que, a bajas frecuencias, la separación pareciera invisible y no tuviera un efecto importante en la impedancia. Sin embargo, a frecuencias más altas, cabría esperar que esta separación creara algún cambio apreciable en la pérdida de retorno. Los siguientes gráficos muestran los resultados de simulación de Simbeor, que ilustran la pérdida de retorno (S11) para el enrutamiento de canales sobre una separación de 200 mils.

Al enrutar sobre esta separación de 200 mils, los resultados no son tan terribles. Aunque lo normal es que la pérdida de retorno sea de -30 dB o menos, a menudo estamos dispuestos a aceptar cualquier cosa por debajo de los -10 dB a medida que nos acercamos a frecuencias más altas. Tanto los canales de un solo extremo como los diferenciales cumplen estos criterios hasta unos 20-25 GHz.

Ahora podemos comparar esto con lo que ocurre en el caso de enrutar sobre la separación de 400 mils, como se muestra a continuación.

Los resultados anteriores ya son poco deseables, pero estos son incluso peor de lo esperado. Seguimos viendo que el espectro de pérdida de retorno se acerca al límite aceptable tanto para los canales diferenciales como para los de un solo extremo enrutados sobre una separación de 400 mils. En estos canales, podemos estimar que la separación añade unos 20-25 dB de pérdida de retorno, dependiendo de la frecuencia, suponiendo que partimos de una línea de base S11 de -35 o -40 dB.

¿Qué ocurre si enrutamos las pistas a estas separaciones en la capa de potencia? Debe quedar claro que habrá cierta diafonía de las pistas de la capa anterior. Mientras tanto, la presencia del plano de potencia y del plano de tierra determinan conjuntamente la impedancia. Tendrías ambas simultáneamente, tanto diafonía como reflexiones, y la cantidad de cada una de ellas será más notable a anchos de banda más altos. Esto corrobora los puntos anteriores relativos al tiempo de subida: las striplines que transportan señales más lentas pueden enrutarse bien por encima del hueco en una capa de potencia, pero las señales más rápidas tendrán su ancho de banda solapado con la caída en el espectro de pérdida de retorno, por lo que es posible que el canal no funcione.

Resumen

En resumen, yo no me preocuparía demasiado por enrutar las pistas en el vertido de cobre de potencia si trabajas con señales digitales de baja velocidad que no requieran control de impedancia. Ten en cuenta la trayectoria de la corriente eléctrica alrededor del plano de potencia e intenta no cortar la capa de potencia en pequeñas islas. En otros casos, deberás utilizar una capa adicional y enrutar en ella. Además, ten en cuenta los requisitos de impedancia cuando sea necesario: el cobre coplanar en la capa de potencia colocado demasiado cerca de striplines o microstrips creará una desviación de impedancia, igual que ocurre en el ejemplo que muestro utilizando microstrips coplanares.

¿Qué pasa con las señales adyacentes al plano de potencia? Para las señales de velocidad moderada, debes asegurarte de que haya otro plano de referencia cercano y evitar enrutar a través de las separaciones de la capa de potencia. Para las señales muy rápidas, comprobamos enseguida que, incluso con un plano de tierra adyacente (configuración stripline), seguiremos teniendo una discontinuidad en la impedancia. Si la separación en la capa de potencia es mayor, el desajuste de impedancia se verá a frecuencias más bajas y creará más reflexiones.

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