Wie man ein Bias-T für einen Leistungsverstärker entwirft

RF-Bias-T-Glieder werden verwendet, um Gleichstrom (DC) und Wechselstrom (AC) entlang einer Verbindung zu trennen. Es handelt sich um ein Gerät mit 2 Eingängen und 1 Ausgang, das reaktive Elemente nutzt, um eine Leistungsfluss in verschiedene Richtungen zu ermöglichen. In einem vorherigen Projekt mit einem Layout für einen RF-Leistungsverstärker gibt es ein Bias-T-Glied im Design, das dazu dient, den Verstärker mit Gleichstrom zu versorgen, während es gleichzeitig ermöglicht, dass RF-Leistung in Richtung des Ausgangs-SMA-Steckverbinders propagiert.

In diesem Artikel werde ich erläutern, wie man diesen Schaltkreis entwirft und welche wichtigen Parameter für die Gewährleistung einer hohen Leistungsübertragung in Ihre Lastkomponente entscheidend sind. Diese Geräte sind sowohl als Hochleistungsmodule für Langstreckenübertragungen verfügbar, können aber auch als kleine Schaltungen auf einer Leiterplatte für RF-Systeme mit geringerer Leistung gebaut werden.

Was ist ein Bias-T-Glied?

Ein Bias-T ist eine einfache Schaltung, die einen Induktor und einen Kondensator verwendet, um den Fluss von AC- und DC-Strom zu lenken. Die einfachste Art eines Bias-T ist ein Gerät mit 2 Eingängen; ein Induktor wird verwendet, um DC-Strom von einem Eingangsanschluss zu leiten, und ein Kondensator wird verwendet, um AC-Strom zum Ausgang zu leiten. Im früheren Beispiel mit unserem HF-Leistungsverstärker wurde ein Bias-T verwendet, um den Verstärker mit Strom zu versorgen, während gleichzeitig HF-Ausgangsleistung vom selben Pin durchgelassen wurde. Die zuvor verwendete Schaltung ist unten dargestellt.

Das Konzept ist einfach; die induktive Impedanz des Induktors blockiert das AC-Signal, während der Kondensator das DC-Signal daran hindert, zur Last in diesem System zu gelangen. Das DC-Signal ist einfach die Leistung, die dem VDD-Pin zugeführt wird, welche den Verstärker mit Strom versorgt, und die interne Schaltung des Verstärkers leitet die Eingangsleistung auf die erforderliche Weise weiter.

Impedanzverhältnis in einem einfachen Bias-T

Bias-Tees sind so konzipiert, dass wir versuchen, ein bestimmtes Impedanzverhältnis zu erreichen. Das Impedanzverhältnis in einem Bias-Tee bezieht sich auf das Verhältnis zwischen der Impedanz entlang des Gleichstrompfades und der Impedanz, die das Signal auf seinem Weg entlang des Ausgangspfades sieht. Dieses Impedanzverhältnis muss beim Entwurf des Bias-Tees unter den folgenden Entwurfszielen berücksichtigt werden:

Die Impedanz, die in den Gleichstromanschluss hineinschaut, sollte viel größer sein als die Impedanz, die in den HF-Ausgang hineinschaut
Der äquivalente Impedanzabfall über den Bias-Tee (gemessen von RFOUT bis zur Ausgangsseite des Kondensators) muss der Übertragungsleitung LO_OUT entsprechen

Daher haben wir zwei wichtige Definitionen, die wir zur Berechnung des Impedanzverhältnisses verwenden können:

Die Werte in den obigen beiden Gleichungen sind die Reaktanzen der Induktivität (L) und des Kondensators (C) bei der Betriebsfrequenz des Schaltkreises. Ein typischer Wert für das Impedanzverhältnis könnte irgendwo zwischen n = 1 und n = 1000 liegen. Die Impedanz des Bias-Tees Z(tee) wird an die Impedanz der Übertragungsleitung angepasst, normalerweise 50 Ohm auf einer Leiterplatte. Wir haben zwei Gleichungen und zwei Unbekannte, also können wir diese Reaktanzen leicht lösen.

Die oben genannten Werte sind die minimalen Werte, die benötigt werden, um eine Impedanzanpassung zu erreichen. Wenn wir die Definition von kapazitivem und induktivem Blindwiderstand in der obigen Gleichung verwenden, haben wir die folgende Beziehung zwischen der Zielbetriebsfrequenz und der Kapazität:

Diese Beziehung zeigt uns, dass wir die Durchlassbandbreite für den Bias-Tee verschieben können, indem wir C für ein Zielimpedanzverhältnis anpassen, während wir den Induktivitätswert L konstant halten. Wir können auch dieselbe Beziehung verwenden, aber mit L auf der rechten Seite der Gleichung anstelle von C.

Zum Beispiel, wenn wir die oben genannten Werte nehmen und die Kapazität um einen Faktor N erhöhen würden, müsste die Betriebsfrequenz, bei der wir die maximale Leistungsübertragung in die Last erwarten würden, um einen Faktor √N abnehmen, um dasselbe Impedanzverhältnis beizubehalten. Dies könnte die Impedanzanpassung am Ausgang ändern; obwohl wir einige Reflexionen und Impedanzfehlanpassungen haben könnten, verschiebt der Bias-Tee seine Durchlassbandbreite so, dass die Lastleistung erhöht werden kann.

LC Bias-Tee Rechner

Sie können die untenstehende Rechneranwendung verwenden, um die L- und C-Werte für die Verwendung in einem Bias-T zu bestimmen. Dies erfordert, dass der Designer ein gewünschtes Impedanzverhältnis und eine Zielimpedanz eingibt. Die hier angegebene Frequenz ist die erwartete Frequenz, bei der wir das Maximum im Durchlassbereich des Bias-Ts sehen.

Hochgradige Filterung

Was würde passieren, wenn wir eine komplexere Filtersektion auf der DC-Seite platzieren würden? Dies ist auch mit der Platzierung eines Filterschaltkreises möglich. Die oben gezeigte DC-Stufe könnte eine komplexere Filterstufe zwischen dem Eingangsleistungsanschluss und dem Verzweigungspunkt am RF-Ausgangsnetz haben. Zum Beispiel könnten wir einen höherwertigen bidirektionalen Tiefpassfilter zwischen dem DC-Eingangsanschluss und dem Verzweigungspunkt platzieren.

Dies würde ungefähr so aussehen wie der Schaltkreis unten. Hier habe ich parallele RL-Schaltungen als Filterelemente platziert, die im Wesentlichen den Strom bei höheren Frequenzen, die von der Stromversorgung kommen, begrenzen. Wenn Sie im Internet suchen, werden Sie andere Beispiele von RLC-Schaltungen sehen, die als Tiefpassfilter entlang der DC-Verbindung verwendet werden.

In diesem Schaltkreis ist die Impedanz der Induktivität + RF-Filterstufe so dimensioniert, dass sie ein bestimmtes Impedanzverhältnis in Bezug auf die 50-Ohm-Leitung und das Ziel des Impedanzverhältnisses erreicht. Es ist auch üblich, einen Kondensator vom VDD-Anschluss abzweigen zu sehen. Warum würden wir diesen Ansatz für die Filterstufe wählen wollen? Es gibt drei mögliche Gründe:

• Da es sich um einen Filter höherer Ordnung handelt, wird es einen steileren Abfall bei hohen Frequenzen geben
• Aufgrund des vorherigen Punktes könnte der Filterabschnitt Störungen von der Gleichstromquelle filtern
• Das T-Stück könnte über einen breiteren Durchlassbereich ein konstant hohes Impedanzverhältnis aufweisen

Im obigen Beispiel wird ein Filter höherer Ordnung am Gleichstromeingangsport verwendet. Die Hauptherausforderung dabei ist, dass die Topologie des Sperrfilters aufgrund der Frequenz einige Durchlassrippel aufweisen könnte, und als Ergebnis könnte auch die Impedanz des T-Stücks einige Durchlassrippel haben. Daher ist es wichtig, den Betrieb des Filterabschnitts zu simulieren, was in einer SPICE-Simulation gemacht werden kann.

Beispiel: SPICE-Simulation mit LC-Bias-T-Stück

In diesem Abschnitt werde ich einige Simulationsergebnisse für das einfachere LC-Bias-T-Stück zeigen, das in den obigen Schaltplänen für unser Leistungsverstärkermodulprojekt dargestellt ist. Wie es ursprünglich entworfen wurde, wird das oben gezeigte Bias-T-Stück wie beabsichtigt mit Breitbandbetrieb funktionieren, und die Impedanzanpassung wird fast genau 50 Ohm betragen. Es ist jedoch nicht für die Leistungslieferung an eine 50-Ohm-Last optimiert, wegen der Filterwirkung des Bias-T-Stücks aufgrund des hohen Impedanzverhältnisses.

Das untenstehende Schaltbild zeigt die anfängliche Schaltung, die verwendet wird, um das Bias-T zu simulieren.

Für diese Simulation werden wir uns eine AC-Simulation für das T anschauen, bei der wir an der Ausgangsspannung, dem Strom in die RF-Seite und der an RLOAD gelieferten Leistung interessiert sind. Wir möchten auch wissen, welche Impedanz sich über den RF-Eingang ergibt. Idealerweise sollte diese so nah wie möglich an 50 Ohm liegen. Die anfänglichen AC-Ergebnisse werden unten gezeigt.

Die erste Simulation zeigt einige ziemlich gute Ergebnisse. Die Durchlassbandbreite ist für dieses Bias-T sehr weit, und die Impedanzanpassung erscheint extrem präzise bis zur Betriebsfrequenz des Schaltkreises von 6,3 GHz. Obwohl die Zielimpedanz erreicht zu sein scheint, sehen wir nicht die maximale Leistungsübertragung an die Last bei der gewünschten Frequenz. Dies liegt daran, dass 6,3 GHz im Abfallbereich für das Durchlassband liegt.

Angenommen, wir setzen jetzt das Impedanzverhältnis für diesen Schaltkreis auf 1:1. Dies würde einen 1,2 nH Induktor und einen 0,5 pF Kondensator erfordern. Die Ergebnisse mit dieser aktualisierten Simulationskonfiguration werden unten gezeigt.

Von hier aus sehen wir, dass sich der Durchlassbereich zu höheren Frequenzen verschoben hat, aber wir erhalten nicht notwendigerweise mehr Leistung, die durch das T-Stück an RLOAD geliefert wird. Wir sehen auch, dass die Impedanz nicht vor einer viel höheren Frequenz (etwa 10 GHz) auf den Zielwert konvergiert. Also haben wir immer noch kein perfektes Design erreicht.

Schließlich sehen wir uns an, was passiert, wenn wir die Parameter auf L = 6 nH und C = 1 pF erhöhen (entspricht einem Impedanzverhältnis von etwa 3,14 bei ungefähr 6,45 GHz). In diesem Fall erreichen wir eine viel bessere Anpassung an die Zielimpedanz, obwohl die an die Last gelieferte Leistung etwas niedriger ist. Obwohl der Durchlassbereich viel höher verschoben wurde, liegt die Impedanz, die dieser Schaltkreis bei 6,45 GHz anstrebt, bei etwa 77,4 Ohm, was die geringere Leistungsabgabe in diesem Schaltkreis erklären könnte.

Ein Parameter-Sweep könnte helfen, das beste Gleichgewicht zwischen L und C innerhalb eines bestimmten Bereichs zu bestimmen. Die andere Simulation, die wir durchführen könnten, ist eine Transientenanalyse-Simulation. Diese wird uns zeigen, was mit dem T-Stück passiert, wenn der Schaltkreis zunächst auf seine Betriebsleistung gebracht wird. Versuchen Sie dies selbst, da es ziemlich einfach ist und die potenziellen Fallstricke der Verwendung von Filtern höherer Ordnung auf der DC-Seite des Schaltkreises veranschaulichen sollte.

Stimmt etwas mit diesem Bild nicht? Wie sich herausstellt, ja! Insbesondere gibt es zwei Punkte, die in dieser Simulation nicht berücksichtigt werden:

1. Bei den GHz-Frequenzen, bei denen dieses System arbeiten wird, könnten der Kondensator und die Induktivität einige Parasiten haben (ESR/ESL beim Kondensator und EPC bei der Induktivität)
2. Das Bias-T unterstützt die Wellenausbreitung, daher sind die Verbindungen zwischen den Komponenten tatsächlich Übertragungsleitungen.

Aufgrund von Punkt #2 und der Idee, dass der Ausgang eines Verstärkers intern auf 50 Ohm abgeschlossen sein könnte, wird die Impedanz des Bias-T manchmal sehr niedrig eingestellt. Das könnte in Ordnung sein, solange das T-Stück sehr nah am Ausgangspin des Leistungsverstärkers platziert wird. Es ist jedoch viel vorzuziehen, überall in der Verbindung eine Impedanzanpassung zu verwenden, um zu versuchen, die Leistungsübertragung in die Last zu maximieren.

SPICE-Simulationen sind nicht sehr gut darin, die Ausbreitung auf Übertragungsleitungen zwischen Komponenten und aus dem Bias-T heraus zu simulieren. Daher verwendet die oben gezeigte SPICE-Simulation eine 50-Ohm-Last, um die Eingangsimpedanz, die in die Last hineinschaut, in unserem Beispiel eines Leistungsverstärkermoduls darzustellen. Wenn wir eine Situation hätten, in der die Last nahe am Ausgang des Bias-T platziert ist, dann können wir sicherlich den Schaltungsansatz wählen, der in dem hier gezeigten SPICE-Simulationsbeispiel idealisiert wird.

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