전송선로에서 부하 용량이 신호에 미치는 영향

전송선과 집적회로 데이터시트에 대해 읽어본 적이 있다면, 부하 용량이라는 다소 신비한 양에 대해 들어본 적이 있을 것입니다. 이 값은 전송선에 연결된 구성 요소 리드의 기하학적 형태, 기판 재질, 그리고 집적회로 다이의 기준 평면까지의 거리에 따라 달라집니다. 전송선을 다룰 때, 구성 요소의 부하 용량은 수신기에서 볼 수 있는 신호 동작에 중요한 영향을 미치므로, PCB에서 부하 용량을 어떻게 영향을 줄 수 있는지 이해하는 것이 중요합니다.

주어진 부하 구성 요소에 대한 전송선의 신호 동작을 분석할 필요가 있을 때, 부하 용량은 S-파라미터와 전송선의 전달 함수에 영향을 미치므로, 고속/고주파 신호 분석에 포함되어야 합니다. 또한, 충분히 높은 주파수에서 부하에서의 실제 입력 임피던스는 부하 용량에 의해 결정됩니다. 여기서는 PCB의 전송선에서 신호에 미치는 영향을 더 잘 이해하고 결정하는 방법에 대해 알아보겠습니다.

부하 용량이란 무엇인가요?

집적 회로에서 부하 용량은 입력 리드와 가장 가까운 기준 평면 사이의 기생 요소입니다. 즉, 구성 요소에 연결된 입력 패드와 전송선은 공통 접지 기준(전송선과 IC가 동일한 접지 평면을 공유한다고 가정할 때)에 대한 병렬 용량을 볼 것입니다.

이는 전송선에 연결된 패드가 수신기에 신호가 도달함에 따라 어떤 전압으로 가져가지만, PCB 기판과 집적 회로 다이에 의해 접지 평면으로부터 분리되기 때문에 발생합니다. 핀-패키지 인덕턴스는 현재 생략되었으며, 이는 전송선과 패드 사이에 직렬 요소로 위치할 것입니다. 패드/접지 평면과 리드/다이 접지 평면 사이의 기생 용량이 병렬로 연결되어 총 부하 용량을 제공합니다. 이는 아래 회로도에서 보여집니다:

위의 차동 채널 사례에서 적용된 종단은 차동 신호를 다루는 그림을 단순화하기 위해 간단한 병렬 저항으로 표시되었습니다. 그러나, 차동 수신기에 적용되는 실제 종단 회로는 이 글에서 논의한 것처럼 더 복잡할 수 있으며, 차동 임피던스에 맞추기보다는 채널 내 개별 전송선에 맞추면서 오프셋을 유지하려는 목적을 가지고 있습니다.

종단

위의 예에서, 내재된 임피던스 불일치를 해결하는 자연스러운 방법은 종단을 적용하는 것입니다. 특성 임피던스에서의 션트 종단을 고려하십시오(집적 회로에 통합되거나 외부 저항으로 적용됨). 저주파에서는 부하 임피던스가 종단된 임피던스로 보입니다. 그러나, 고주파에서는 부하 임피던스가 전적으로 부하 커패시턴스 때문인 것처럼 보입니다. 여기서의 핵심은: 부하 커패시턴스 때문에 제한된 대역폭에서만 임피던스 매칭이 가능하다는 것입니다.

소스단 커패시턴스

전송선의 소스 측에 있는 커패시턴스는 어떻게 되나요? 라고 자연스럽게 물어볼 수 있습니다. 실제로 패드의 존재로 인해 드라이버의 출력 임피던스를 결정하는 일정량의 소스 커패시턴스가 있습니다. 이는 신호가 (드라이버 + 전송선) 시스템에서 발생하여 드라이버 외부에서만 측정되기 때문에 모델링할 때 보통 무시됩니다. 따라서 우리는 신호가 어떻게 거기에 도달했는지에 대해서는 걱정하지 않고, 단지 그것이 무엇인지 측정할 수 있다는 것만 중요합니다. 우리가 걱정해야 할 것은 오직 (전송선 + 부하) 시스템의 입력 임피던스뿐입니다.

부하 임피던스를 포함한 전달 함수

전송선으로 발사된 어떤 신호도 부하 커패시턴스의 영향을 받게 됩니다. 이는 전달 함수로 정량화됩니다. 직관적으로 위의 다이어그램을 보면, 커패시턴스는 신호의 고주파 성분에 대해 접지로의 쇼트 엘리먼트처럼 작용합니다. 따라서 실제 IC에 연결된 전송선은 신호가 부하에 도달하기도 전에 저역 통과 필터처럼 작동합니다!

직관은 좋지만, 이를 어떻게 정량화할 수 있을까요? 다행히도, 전송선의 주파수 응답을 전달 함수로 검토할 수 있습니다. 이는 라플라스 영역이나 주파수 영역에서, 부하 임피던스와 전송선의 특성 임피던스가 주파수 영역에서 신호에 어떤 영향을 미치는지 보여줍니다. 그런 다음 푸리에 변환을 사용하여 시간 영역으로 다시 변환하여 초기 발사 신호와 부하에서 수신된 신호를 비교할 수 있습니다.

이를 수행하기 위해서는 전송선에 대한 ABCD 파라미터를 사용하는 것이 가장 쉽습니다. 이들은 단일 종단선에 대한 S-파라미터(삽입 손실 및 반환 손실)와 관련이 있습니다. 단일 종단선에 대한 ABCD 행렬은 선의 특성 임피던스 측면에서 정의되며 S-파라미터와 유사한 의미를 가집니다:

이제 이 값을 정의된 소스 및 부하 임피던스를 가진 이포트 네트워크의 전달 함수에 대한 다음 일반 공식에 대입하십시오(부하 임피던스는 위에 표시됨):

소스가 전송선에 맞춰져 있다고 가정하면, 다음과 같은 전송선의 전달 함수를 가집니다. 현재 라플라스 영역에 대해 작성했습니다:

참고로, 전기적으로 긴 선 (즉, 임계 길이보다 긴)에 대한 통합 회로 설계 문헌에서 매우 유사한 방정식이 제시됩니다. 이 방정식은 신호가 전송선의 임피던스와 부하 용량에 의해 어떻게 영향을 받는지 정확히 알려줍니다. 일반적으로, 이 방정식의 양은 복소수(전파 상수 포함)이며 선에 어느 정도의 손실이 있을 경우에 적용됩니다.

이 방정식을 분석에 사용하기 위해서는 시스템에서 왜곡과 손실을 일으킬 수 있는 모든 가능한 효과를 포함해야 합니다. 이러한 효과에는 다음이 포함됩니다:

• 유전체의 분산과 손실
• 구리 거칠기
• 구리 거칠기와 관련된 스킨 효과 손실

전송선에서 이러한 왜곡 및 손실의 원인을 알아보고 분석적으로 모델링하는 방법에 대해 자세히 알아보려면 이 기사를 참조하십시오.

부하 용량의 영향 분석

전달 함수를 사용하면 전송선과 전파되는 신호에 대한 부하 용량의 영향을 분석하기가 매우 쉽습니다. 이는 그래프로 가장 잘 요약됩니다. 아래 그림은 FR4 상의 전송선(10 cm 스트립라인, 평면 대 평면 두께 0.48 mm/폭 0.198 mm, 분산 없음, Dk = 4.4, 손실 탄젠트 = 0.02)에 대한 전달 함수의 크기와 위상을 보여줍니다. 여기서는 병렬 종단이 있는 50 옴의 특성 임피던스를 가지고 있습니다. 상단 그래프에서는 1-10 GHz까지의 저역 통과 특성이 명확하게 보입니다.

이 그래프에서 우리는 부하 용량이 감소함에 따라 저역 통과 롤오프가 더 높은 주파수에서 발생하지 않는다는 것을 볼 수 있습니다. 우리는 부하 용량이 더 작은 구성 요소를 사용함으로써 몇 GHz의 여유를 얻을 수 있습니다. 위상 곡선이 ~10 GHz까지 평탄하기 때문에 중간 주파수에서의 왜곡이 더 적습니다(첫 번째 위상 반전 아래에서). 두 그래프 모두 신호 대역폭에서 고주파수까지의 임피던스 매칭의 어려움을 보여주어야 합니다. 여기서 우리는 구리 거칠기, 섬유 직조 효과 또는 스킨 효과조차 이러한 계산에 포함시키지 않았습니다.

고속/고주파 설계 작업을 할 때, PCB 측에서 전송선로에 보이는 기생 부하 용량을 제어할 수 있는 것은 제한적입니다. 선택한 집적회로는 변경할 수 없는 정의된 입력 용량을 가지고 있습니다. 그러나, 전송선로에 의해 보이는 총 부하 용량을 제어하기 위해 당기는 3가지 레버가 있습니다:

• 표면층 라미네이트 두께. PCB의 부하 용량에 대한 기생적 기여는 층 두께에 비례하므로, 인접한 접지면을 가진 더 얇은 라미네이트를 표면층에 사용하면 롤오프를 약간 더 높은 주파수로 밀어낼 수 있습니다.
• 라미네이트 유전 상수. PCB의 총 부하 용량에 대한 기여는 라미네이트의 Dk 값에 비례하므로, 표면층에 낮은 Dk 라미네이트를 사용하면 총 부하 용량이 낮아집니다.
• 부품. 리드 크기가 작은 부품은 일반적으로 더 작은 부하 용량을 가지게 됩니다. 매우 높은 주파수(~수십 GHz)까지 신호 무결성을 유지해야 할 경우 부품 선택 시 이 점을 염두에 두십시오.

짧은 전송선로? 회로 시뮬레이터 사용

선로가 전기적으로 작을 때, 우리는 여행파 접근법을 취할 필요가 없으며 전송선을 설명하기 위해 회로 이론만을 사용할 수 있습니다. 이것은 효과적으로 불일치하는 파이 네트워크를 형성하며, 또한 고주파에서 저역통과 행동을 보입니다. 여기서의 차이점은 표준 RLC 회로에서 볼 수 있듯이 공진과 과도 현상이 발생할 수 있다는 것입니다. 이러한 유형의 시스템을 검토하기 위해, 회로 시뮬레이션 도구를 사용하여 신호 동작을 이해하고 신호 동작을 비판적으로 감쇠시키도록 설계할 수 있습니다.

단일 종단, 임피던스 제어되지 않은 선로에서의 부하에 대한 상승 시간

SPI와 같은 버스에서, 또는 푸시-풀 구동을 통한 GPIO에서 동등한 신호 형식으로, 전기적으로 짧은 버스에서의 상승 시간은 부하 용량에 따라 달라집니다. 예를 들어, SPI 드라이버의 상승 시간 데이터를 보면, 상승 시간은 부하 용량에 따라 달라질 것입니다. 이 데이터는 구동 구성 요소의 데이터시트에서 사용할 수 있으며, 부하 구성 요소에 대한 입력 핀 용량도 사용할 수 있어야 합니다.

ADUC847에 대한 XTAL 신호 전송을 위한 예시 데이터 테이블은 아래와 같습니다. 데이터 테이블은 부하 용량 80 pF에 대해 일반적인 상승 시간이 9 ns임을 명시하고 있습니다(빨간 상자로 표시됨). DSP ASICs, ADCs, MCUs 및 기타 다양한 디지털/혼합 신호 구성 요소와 같은 다른 구성 요소에서 SPI/QSPI 버스에 대한 유사한 예를 찾을 수 있습니다.

위의 예시 구성 요소에서는 가능한 디지털 신호 상승 시간 범위와 사용될 수 있는 로직 인터페이스가 있습니다. 실제로, ADUC847 데이터시트의 91페이지를 보면 제조업체로부터 다음과 같은 권장 사항을 볼 수 있습니다:

사용자가 빠른 로직 신호(상승/하강 시간 장치의 입력 핀에서 상승 및 하강 시간이 5 ns보다 길게 유지되도록 관련 라인마다 직렬 저항을 추가하십시오.

만약 확실하지 않았다면, 시리즈 종단 저항의 주요 기능 중 하나가 신호 에지 속도를 늦추는 것임을 특별히 알려주고 있다는 것을 깨달아야 합니다. 이는 지상 반송과 작은 부하 용량으로 인해 과도하게 감쇠되지 않은 진동이 있는 짧은 전송선에서 감쇠를 제어하는 데 사용될 수 있으며, 종단과의 일치도 가능합니다.

• 감쇠 및 임피던스 매칭을 위한 시리즈 저항 사용에 대해 자세히 알아보기

짧은 버스 시뮬레이션에 사용할 회로는?

I/O 버퍼를 포함한 시뮬레이션에서 부하 용량을 종합적으로 고려하려면 회로에 몇 가지 구성 요소가 필요합니다:

• FET 기생 소자를 포함하는 간단한 버퍼 회로
• 부하 용량 값
• 바이패스 커패시터 값
• 선의 총 인덕턴스
• 선의 용량
• 전원, 접지 및 커패시터 네트워크를 연결하는 모든 비아의 인덕턴스 값

아래에 예시 회로가 나와 있습니다. 이는 그라운드 바운스를 시뮬레이션하기 위해 사용될 수 있는 회로 유형입니다. 부하 용량이 이 예시에서 측정된 신호 특성에 기여하며, 임피던스를 맞추고 동시에 신호를 감쇠시키기 위해 이 짧은 선들에 적용할 수 있는 직렬 종단을 결정할 것임을 이해하는 것이 중요합니다.

위의 예시는 회로도에 구현되고 SPICE를 사용하여 수행됩니다. 드라이버 구성 요소에 복잡한 SPICE 모델이 필요하지 않으며, 버퍼 회로에서 사용된 FET에 대해 합리적으로 정확한 SPICE 모델만 필요합니다. 대안은 구성 요소에서 사용된 논리 패밀리를 2D BEM/MoM 시뮬레이션에서 지정하는 것입니다. 블로그의 다른 곳에서 예시를 찾을 수 있습니다.

• 단일 종단 전송선에 대한 직렬 저항 시뮬레이션 보기

TRANSLATE: 레이아웃 전에 전송선의 동작을 모델링하거나 레이아웃 후 신호 동작을 시뮬레이션해야 할 때마다, Altium Designer®의 완벽한 CAD 도구 세트를 사용할 수 있습니다. Altium Designer 내의 통합 EM 필드 솔버와 신호 무결성 시뮬레이터는 PCB 내에서 표준 로직 패밀리의 부하 용량이 임피던스 제어 선로에서 신호 동작에 어떤 영향을 미치는지 검토할 수 있게 해줍니다. 다음 보드를 위한 완벽한 시뮬레이션 기능 세트를 갖게 될 것입니다.

Altium Designer on Altium 365®은 전자 산업에 전례 없는 통합을 제공하여, 이제까지 소프트웨어 개발의 세계에 국한되었던 것을 넘어서, 디자이너가 집에서 작업하고 전례 없는 효율성 수준에 도달할 수 있게 합니다.

Altium Designer on Altium 365로 할 수 있는 일의 표면만 긁어본 것입니다. 더 심층적인 기능 설명이나 제품 페이지 또는 온디맨드 웨비나 중 하나를 확인할 수 있습니다.