Spaziatura delle Coppie Differenziali e Diafonia nella Progettazione di PCB

Il crosstalk è un aspetto fondamentale dell'integrità del segnale, sia nelle tracce single-ended che in quelle differenziali. La distanza tra le linee di segnale con ciascuna configurazione di routing è definita utilizzando regole empiriche tipiche, che possono essere facilmente definite come regole di progettazione nel software di progettazione PCB. Una regola empirica per definire la distanza tra coppie differenziali tra ogni traccia è la regola del “5S”, talvolta chiamata regola del “5W” in note applicative e altre linee guida per la progettazione di PCB.

La regola del 5S afferma che la distanza tra coppie differenziali tra due linee dovrebbe essere un fattore 5 maggiore della larghezza di ciascuna traccia nella coppia. Quando è richiesto un routing denso per molteplici coppie differenziali, il crosstalk tra coppie differenziali diventa una considerazione importante, e abbiamo bisogno di un modo per analizzare la distanza tra coppie differenziali tra più coppie. Si scopre che questa è una funzione dell'altezza delle coppie rispetto al piano di massa più vicino. Scaviamo più a fondo in questo argomento e vediamo come possiamo determinare la giusta distanza tra coppie differenziali per prevenire il crosstalk differenziale.

Che cos'è il Crosstalk Differenziale?

Come suggerisce il nome, il crosstalk differenziale è l'analogico in modalità differenziale del crosstalk a terminazione singola, riferendosi a forme di crosstalk tra coppie differenziali, o al crosstalk generato su una traccia a terminazione singola da una coppia differenziale. I due tipi di crosstalk trovati tra coppie a terminazione singola (NEXT e FEXT) si verificano anche tra coppie differenziali. Un forte crosstalk differenziale può essere indotto capacitivamente e induttivamente, a seconda della frequenza e della geometria della struttura.

Il campo totale visto a una certa distanza laterale dalla coppia è la somma dei campi delle due coppie. Poiché i due estremi di una coppia differenziale hanno una certa distanza tra loro, il campo totale visto a una certa distanza laterale dalla coppia differenziale non è uguale a zero. Inoltre, la forza del campo elettromagnetico lontano dalle due tracce è maggiore quando le due coppie differenziali hanno una maggiore distanza.

Questo motiva la formulazione di una regola che viene utilizzata per definire la distanza tra coppie differenziali. Dalla discussione sopra, e semplicemente sapendo che la forza del campo diminuisce man mano che ci si allontana dalla coppia, si formulerebbe naturalmente i seguenti requisiti di layout per le coppie differenziali:

• La distanza tra due coppie differenziali dovrebbe essere proporzionale alla distanza tra ogni traccia nella coppia.
• La distanza tra due coppie differenziali dovrebbe essere in qualche modo proporzionale alla distanza tra ogni coppia e il suo piano di riferimento (se presente).

Diamo un'occhiata alla seguente geometria per due coppie differenziali e determiniamo il crosstalk in modalità differenziale tra di esse. Probabilmente stai pensando che l'intero scopo delle coppie differenziali sia la soppressione del rumore; sebbene ciò sia vero per il rumore in modalità comune, la differenza nell'intensità del campo tra le due tracce nella coppia vittima produrrà livelli diversi di rumore in ogni coppia, apparendo come rumore in modalità differenziale al ricevitore.

Utilizzando i parametri di spaziatura delle coppie differenziali mostrati sopra, ci sono due approcci che possono essere utilizzati per quantificare il crosstalk differenziale:

• Un modello basato sull'intensità del campo

Calcolo della Forza del Crosstalk Differenziale in un Modello di Primo Ordine

Nella discussione sopra menzionata, c'è un altro aspetto che non è stato considerato: l'altezza della traccia rispetto al suo piano di riferimento e l'esatta disposizione delle tracce nella coppia. Considerazioni simili potrebbero essere fatte per le coppie differenziali in stripline. Qui, vorremmo quantificare la forza del crosstalk differenziale come funzione della geometria. L'approccio mostrato qui segue da vicino l'approccio mostrato da Doug Brooks. Questo viene normalmente fatto definendo un coefficiente di crosstalk da un modello di circuito. Il problema con questi modelli è che non riescono a tenere conto della forza del campo sulla traccia vittima come funzione della distanza tra l'aggressore e la vittima.

Nel modello sopra, possiamo definire un coefficiente di crosstalk C come funzione della distanza tra le tracce S e l'altezza sopra il piano di riferimento H. È conveniente definire il coefficiente di crosstalk come funzione del rapporto (S/H). In questo caso, il coefficiente di crosstalk monodirezionale tra due tracce separate da una distanza S con polarità opposta è:

Qui, k è una costante di proporzionalità che è correlata al tempo di salita del segnale sulla linea aggressore, alla funzione di trasferimento della linea vittima e alla costante dielettrica del substrato. Chi ha seguito un corso di elettromagnetismo saprà che questo modello si basa sulla forza del campo elettrico intorno a un filo sopra un piano conduttore. Come vedremo presto, il valore di C può essere utilizzato per definire il rapporto tra il rumore di crosstalk in modo comune e quello differenziale generato sulla traccia vittima per un dato rapporto (S/H). Il ricevitore differenziale eliminerà il rumore in modo comune, quindi vorremmo minimizzare il rumore in modo differenziale.

Il crosstalk differenziale è definito calcolando somme e differenze nei coefficienti di crosstalk. Per la disposizione mostrata sopra, il crosstalk tra una coppia differenziale e una traccia nella coppia vittima è semplicemente la somma dei loro coefficienti. Notare che, per qualsiasi valore di spaziatura della coppia differenziale, basta prendere la trasformazione di scala S → S(1+x). Il crosstalk differenziale è semplicemente la differenza nei coefficienti di crosstalk per le tracce vittime:

Se tracciamo questo come funzione di x per vari valori di (S/H), scopriamo che la distanza tra due coppie può essere ridotta quando le tracce sono più vicine a un piano di massa. L'immagine sottostante mostra un tale grafico per k = 1; aumentare k sposta semplicemente queste curve verso l'alto sull'asse y. Questo viene fatto per soddisfare un determinato requisito sul crosstalk differenziale. Ad esempio, supponiamo che tu richieda un coefficiente di crosstalk differenziale di 0.002; se le tracce sono più lontane dal piano di massa più vicino, allora è necessario un maggiore spazio per garantire di raggiungere questo obiettivo di progettazione.

Inoltre, guarda cosa succede quando (S/H) = 0.5; il coefficiente di crosstalk massimo non si verifica sempre quando x = 0. A seconda del tuo obiettivo di progettazione, potresti avvicinare le tracce e vedere lo stesso livello di crosstalk differenziale di quando le tracce sono più distanti.

Potresti chiederti: e per quanto riguarda la larghezza della traccia? La larghezza della traccia è importante poiché determina l'impedenza singola e differenziale, la capacità e l'induttanza. Per una data specifica di impedenza differenziale, una variazione nella distanza delle coppie differenziali e nello spessore del substrato impone una modifica della larghezza della traccia al fine di mantenere lo stesso valore di impedenza in modalità dispari.

Infine, dovresti notare che manca un parametro importante dal modello sopra: la costante dielettrica. Ho mostrato in altre simulazioni e video che anche il valore della costante dielettrica è importante per influenzare il crosstalk differenziale, ed è una delle ragioni per cui i progetti ad alta velocità optano per valori di Dk inferiori in alcuni strati. Per vedere gli effetti del valore di Dk sul crosstalk differenziale, potresti provare a reinserire il valore di Dk nel modello di coefficiente di crosstalk sopra, oppure dovresti esaminare gli S-parametri per un interconnessione calcolati da un risolutore di campi elettromagnetici.

Parametri S Multi-Porta Per il Crosstalk Differenziale

Quando si utilizza un risolutore di campo per calcolare il diafonia differenziale, si utilizzeranno risultati nel dominio del tempo (mostrando impulsi inseriti nell'interconnessione vittima) e parametri S per quantificare la diafonia differenziale a banda larga. Il primo è un approccio di simulazione standard che è implementato in Altium Designer per tracce a terminazione singola, ma non per tracce differenziali. Quest'ultimo può essere calcolato solo con un risolutore di campo elettromagnetico.

Nei risultati della simulazione qui sotto, mostro un insieme di curve di parametri S estratte con Simbeor per due laminati commerciali (Megtron 7 e Megtron 8) su strati sottili. La spaziatura intra-paia è stata impostata uguale alla larghezza delle tracce nella coppia (S = W). La spaziatura da bordo a bordo tra le coppie è stata variata con 1W, 2W e 3W. Anche lo spessore del dielettrico è stato variato tra 1,5 mil e 3 mil.

Risultati Megtron 7

Risultati Megtron 8

I risultati dovrebbero essere molto interessanti perché dimostrano che semplicemente avvicinando il piano di massa alle coppie differenziali e mantenendo lo stesso spazio di bordo di 1W ecc. tra le coppie differenziali non riduce automaticamente il crosstalk. Questo perché mantenere 1W diminuisce significativamente lo spazio tra coppia e coppia. Tuttavia, passando da uno spessore di 1W/3 mil a 2W/1.5 mil si riduce comunque il crosstalk e si crea comunque un routing di maggiore densità. Questo è esattamente ciò che vorremmo se stessimo sviluppando una scheda HDI con molte interfacce ad alta velocità provenienti dal processore principale. 

Possiamo vedere ciò da un semplice calcolo con la larghezza/distanza della traccia nella coppia e i valori di spaziatura tra le coppie per i laminati da 3 mil e 1.5 mil.

• 3 mil Meg7 con spaziatura di 1W, S/H = 0.75, e S = 2.249 mil
  • Inizialmente Xtalk = 10.84%
• 1.5 mil Meg7 con spaziatura di 2W, S/H = 0.51, e S = 0.765 mil
  • Inizialmente Xtalk = 6.82%

Questo significa che la densità è comunque aumentata del 63%, anche aumentando la distanza tra coppie differenziali a 2W. Se aumentassimo la distanza tra coppie a 3W, avremmo comunque un grande aumento della densità di routing.

C'è un altro effetto molto importante qui che ho evidenziato nei dati sopra: la limitazione della larghezza di banda. La limitazione della larghezza di banda definita sopra si osserva nel grafico della perdita di ritorno per gli interconnettori; quando la perdita di ritorno raggiunge i -10 dB, ciò è definito come il limite di larghezza di banda per il canale. Possiamo vedere che in tutti i casi sopra citati, l'effetto di limitazione della larghezza di banda nei canali è ridotto passando a un valore di Dk inferiore. Il motivo per cui ciò funziona è semplice: ti costringe ad usare una larghezza di traccia maggiore, che riduce il contributo induttivo all'impedenza e diminuisce la parte reattiva dell'impedenza della linea di trasmissione.

Parametri S in Modalità Mista Completa per Due Coppie Differenziali

In alcuni casi, si vuole conoscere il livello di rumore in modo comune generato in una coppia differenziale a causa di un segnale differenziale di ingresso sulla coppia aggressiva. Questo può essere calcolato utilizzando i parametri S in modo misto per la nostra rete a 4 porte elencata sopra. Ciò espande il numero di porte nella matrice dei parametri S a una rete a 8 porte, anche se solo 4 di queste porte sono ingressi e uscite fisiche. Questo tipo di set di parametri S nei canali differenziali è chiamato parametri S in modo misto, e descrive la conversione di modo in una singola coppia differenziale e tra due coppie differenziali.

La matrice completa dei parametri S per una coppia differenziale che considera i segnali in modo comune e differenziale è una matrice 8x8 con la forma mostrata di seguito:

Questo comporta molti termini da calcolare in una simulazione! I risolutori di campo odierni negli strumenti EDA possono calcolare ciò esaminando il segnale indotto in una coppia differenziale vittima calcolando i contributi di ciascuna delle tracce monoterminale nella coppia differenziale aggressiva. La matrice sopra descritta include sia FEXT che NEXT insieme alla conversione di modo (per esempio, FEXT visto come modo comune quando eccitato da un segnale differenziale di ingresso). 

La morale della storia è questa:

• Il crosstalk differenziale crea rumore in modalità differenziale e rumore in modalità comune sulla coppia vittima
• In alcuni casi, la minimizzazione del rumore in modalità comune potrebbe essere più importante ai fini della compatibilità elettromagnetica (EMC)
  • Aumentare la distanza tra le coppie differenziali nella coppia vittima è il metodo più efficace per garantire che il crosstalk sia dominante in modalità differenziale
• In alcuni casi, la minimizzazione del rumore in modalità differenziale potrebbe essere più importante ai fini dell'intersimbolo (ISI)
  • Ridurre la distanza tra le coppie differenziali nella coppia vittima è il metodo più efficace per garantire che il crosstalk sia dominante in modalità comune

Puoi definire qualsiasi requisito di spaziatura delle tracce che derivi come regole di progettazione quando lavori con Altium Designer®. Questo ti aiuterà a ottimizzare il tuo routing per ridurre al minimo il crosstalk in modalità comune e differenziale su tutta la scheda. Il gestore dello stackup ti permette anche di progettare il tuo stack di layer utilizzando una gamma di materiali standard, contribuendo a garantire l'integrità del segnale e l'integrità della potenza.

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