Espaçamento de Pares Diferenciais e Diafonia em Design de PCB

O diafonia é um aspecto fundamental da integridade do sinal, tanto em trilhas de terminação única quanto diferencial. O espaçamento entre as linhas de sinal em cada configuração de roteamento é definido usando regras práticas típicas, que podem ser facilmente definidas como regras de design no seu software de design de PCB. Uma regra prática para definir o espaçamento entre pares diferenciais entre cada trilha é a regra “5S”, às vezes chamada de regra “5W” em notas de aplicação e outras diretrizes de design de PCB.

A regra 5S afirma que o espaçamento entre pares diferenciais entre duas linhas deve ser um fator 5 maior que a largura de cada trilha no par. Quando um roteamento denso é necessário para múltiplos pares diferenciais, a diafonia entre pares diferenciais torna-se uma consideração importante, e precisamos de uma maneira de analisar o espaçamento entre pares diferenciais entre múltiplos pares. Como se verifica, isso é uma função da altura dos pares até o plano de terra mais próximo. Vamos explorar isso mais a fundo e ver como podemos determinar o espaçamento correto entre pares diferenciais para prevenir a diafonia diferencial.

O que é Diafonia Diferencial?

Como o nome indica, o diafonia diferencial é o análogo em modo diferencial da diafonia de extremidade única, referindo-se a formas de diafonia entre pares diferenciais, ou à diafonia gerada em um traço de extremidade única por um par diferencial. Os dois tipos de diafonia encontrados entre pares de extremidade única (NEXT e FEXT) também ocorrem entre pares diferenciais. Uma forte diafonia diferencial pode ser induzida capacitivamente e indutivamente, dependendo da frequência e da geometria da estrutura.

O campo total visto a alguma distância lateral do par é a soma dos campos dos dois pares. Como as duas extremidades de um par diferencial têm algum espaçamento entre elas, o campo total visto a alguma distância lateral do par diferencial não é igual a zero. Além disso, a força do campo eletromagnético longe das duas trilhas é maior quando os dois pares diferenciais têm um espaçamento maior.

Isso motiva a formulação de alguma regra que é usada para definir o espaçamento entre pares diferenciais entre dois pares. A partir da discussão acima, e simplesmente sabendo que a força do campo diminui à medida que você se afasta do par, naturalmente se formularia os seguintes requisitos de layout para pares diferenciais:

• O espaçamento entre dois pares diferenciais deve ser proporcional ao espaçamento entre cada trilha no par.
• O espaçamento entre dois pares diferenciais deve ser de alguma forma proporcional à distância entre cada par e seu plano de referência (se houver algum presente).

Vamos dar uma olhada na seguinte geometria para dois pares diferenciais e determinar o crosstalk modo diferencial entre eles. Você provavelmente está pensando que todo o ponto dos pares diferenciais é a supressão de ruído; enquanto isso é verdade para o ruído de modo comum, a diferença na intensidade do campo entre os dois traços no par vítima produzirá diferentes níveis de ruído em cada par, aparecendo como ruído de modo diferencial no receptor.

Usando os parâmetros de espaçamento de par diferencial mostrados acima, existem duas abordagens que podem ser usadas para quantificar o crosstalk diferencial:

• Um modelo baseado na intensidade do campo

Calculando a Força do Crosstalk Diferencial em um Modelo de Primeira Ordem

Na discussão acima, há outro aspecto que não foi considerado: a altura do traço acima do seu plano de referência e o arranjo exato dos traços no par. Considerações semelhantes poderiam ser feitas para pares diferenciais em stripline. Aqui, gostaríamos de quantificar a força do crosstalk diferencial como uma função da geometria. A abordagem mostrada aqui segue de perto a abordagem mostrada por Doug Brooks. Isso é normalmente feito definindo um coeficiente de crosstalk a partir de um modelo de circuito. O problema com esses modelos é que eles falham em contabilizar a força do campo no traço vítima como uma função da distância entre o agressor e a vítima.

No modelo acima, podemos definir um coeficiente de crosstalk C como uma função do espaçamento entre os traços S e a altura acima do plano de referência H. É conveniente definir o coeficiente de crosstalk como uma função da razão (S/H). Neste caso, o coeficiente de crosstalk unilateral entre dois traços separados por uma distância S com polaridade oposta é:

Aqui, k é uma constante de proporcionalidade que está relacionada ao tempo de subida do sinal na linha agressora, à função de transferência da linha vítima e à constante dielétrica do substrato. Alguém que tenha feito uma aula de eletromagnetismo saberá que este modelo é baseado na força do campo elétrico ao redor de um fio acima de um plano condutor. Como veremos em breve, o valor de C pode ser usado para definir a razão entre o ruído de modo comum e o ruído de crosstalk diferencial gerado na trilha vítima para uma dada razão (S/H). O receptor diferencial eliminará o ruído de modo comum, então gostaríamos de minimizar o ruído de modo diferencial.

O crosstalk diferencial é definido calculando somas e diferenças nos coeficientes de crosstalk. Para o arranjo mostrado acima, o crosstalk entre um par diferencial e uma trilha no par vítima é apenas a soma de seus coeficientes. Note que, para qualquer valor de espaçamento de par diferencial, simplesmente aplique a transformação de escala S → S(1+x). O crosstalk diferencial é apenas a diferença nos coeficientes de crosstalk para as trilhas vítimas:

Se traçarmos isso como uma função de x para vários valores de (S/H), descobrimos que o espaçamento entre dois pares pode ser reduzido quando os traços estão mais próximos de um plano de terra. A imagem abaixo mostra tal gráfico para k = 1; aumentar k apenas desloca essas curvas para cima no eixo y. Isso é feito para satisfazer um determinado requisito sobre o crosstalk diferencial. Por exemplo, suponha que você requer um coeficiente de crosstalk diferencial de 0.002; se os traços estão mais distantes do plano de terra mais próximo, então um espaçamento maior é necessário para garantir que você atenda a essa meta de design.

Também, observe o que acontece quando (S/H) = 0.5; o coeficiente máximo de crosstalk não ocorre sempre quando x = 0. Dependendo da sua meta de design, você poderia colocar os traços mais próximos e ver o mesmo nível de crosstalk diferencial como quando os traços estão mais afastados.

Você pode estar se perguntando: e sobre a largura do traço? A largura do traço é importante, pois determina a impedância simples e diferencial, a capacitância e a indutância. Para uma dada especificação de impedância diferencial, uma mudança no espaçamento do par diferencial e na espessura do substrato força uma mudança na largura do traço para manter o mesmo valor de impedância de modo ímpar.

Finalmente, você deve notar que há um parâmetro importante ausente do modelo acima: a constante dielétrica. Mostrei em outras simulações e vídeos que o valor da constante dielétrica também importa para influenciar o crosstalk diferencial, e esta é uma das razões pelas quais projetos de alta velocidade optam por valores de Dk mais baixos em algumas camadas. Para ver os efeitos do valor de Dk no crosstalk diferencial, você poderia tentar reintroduzir o valor de Dk no modelo de coeficiente de crosstalk acima, ou precisaria olhar para os parâmetros-S de um interconexão conforme calculado por um solucionador de campo eletromagnético.

Parâmetros-S Multi-Porta Para Crosstalk Diferencial

Ao utilizar um resolvedor de campo para calcular o crosstalk diferencial, você estará usando resultados no domínio do tempo (mostrando pulsos inseridos no interconector vítima) e parâmetros-S para quantificar o crosstalk diferencial de banda larga. O primeiro é uma abordagem de simulação padrão que é implementada no Altium Designer para traços de terminação única, mas não para traços diferenciais. O último só pode ser calculado com um resolvedor de campo eletromagnético.

Nos resultados da simulação abaixo, eu mostro um conjunto de curvas de parâmetros-S extraídas com o Simbeor para dois laminados comerciais (Megtron 7 e Megtron 8) em camadas finas. O espaçamento intra-par foi definido igual à largura dos traços no par (S = W). O espaçamento de borda a borda entre os pares variou com 1W, 2W e 3W. A espessura do dielétrico também variou entre 1,5 mil e 3 mil.

Resultados do Megtron 7

Resultados do Megtron 8

Os resultados devem ser muito interessantes porque ilustram que simplesmente aproximar o terra dos pares diferenciais e manter o mesmo espaçamento de borda de 1W etc. entre os pares diferenciais não reduz automaticamente o crosstalk. Isso ocorre porque manter 1W diminui significativamente o espaçamento entre pares. No entanto, passar de uma espessura de 1W/3 mil para 2W/1.5 mil ainda reduz o crosstalk e ainda cria um roteamento de maior densidade. Isso é exatamente o que gostaríamos se estivéssemos desenvolvendo uma placa HDI com muitas interfaces de alta velocidade vindas do processador principal. 

Podemos ver isso a partir de um cálculo simples com a largura/espacamento da trilha no par e os valores de espaçamento entre pares para os laminados de 3 mil e 1.5 mil.

• 3 mil Meg7 com espaçamento de 1W, S/H = 0.75, e S = 2.249 mil
  • Inicialmente Xtalk = 10.84%
• 1.5 mil Meg7 com espaçamento de 2W, S/H = 0.51, e S = 0.765 mil
  • Inicialmente Xtalk = 6.82%

Isso significa que a densidade ainda aumentou 63%, mesmo com o espaçamento entre pares diferenciais aumentado para 2W. Se aumentássemos o espaçamento entre pares para 3W, ainda teríamos um grande aumento na densidade de roteamento.

Há outro efeito muito importante aqui que destaquei nos dados acima: limitação de largura de banda. A limitação de largura de banda definida acima é vista no gráfico de perda de retorno para os interconectores; quando a perda de retorno atinge -10 dB, isso é definido como o limite de largura de banda para o canal. Podemos ver que, em todos os casos acima, o efeito de limitação de largura de banda nos canais é reduzido ao ir para um valor de Dk mais baixo. A razão para isso funcionar é simples: isso te obriga a usar uma largura de traço maior, o que reduz a contribuição indutiva para a impedância e diminui a parte reativa da impedância da linha de transmissão.

Parâmetros S de Modo Misto Completo Para Dois Pares Diferenciais

Em alguns casos, você quer saber o nível de ruído de modo comum criado em um par diferencial devido a um sinal diferencial de entrada no par agressor. Isso pode ser calculado usando parâmetros S de modo misto para nossa rede de 4 portas listada acima. Isso expande o número de portas na matriz de parâmetros S para uma rede de 8 portas, embora apenas 4 dessas portas sejam entradas e saídas físicas. Esse tipo de conjunto de parâmetros S em canais diferenciais é chamado de parâmetros S de modo misto, e descreve conversão de modo em um único par diferencial e entre dois pares diferenciais.

A matriz completa de parâmetros S para um par diferencial que considera sinais de modo comum e diferencial é uma matriz 8x8 com a forma mostrada abaixo:

Isso é um grande número de termos para calcular em uma simulação! Os solucionadores de campo atuais em ferramentas de EDA podem calcular isso examinando o sinal induzido em um par diferencial vítima calculando as contribuições de cada uma das trilhas de extremidade única no par diferencial agressor. A matriz acima descreve tanto FEXT quanto NEXT ao lado da conversão de modo (por exemplo, FEXT visto como modo comum quando excitado por um sinal diferencial de entrada). 

A moral da história é esta:

• O crosstalk diferencial cria ruído em modo diferencial e ruído em modo comum no par vítima
• Em alguns casos, a minimização do ruído em modo comum pode ser mais importante para fins de EMC
  • Aumentar o espaçamento do par diferencial no par vítima é o mais eficaz para garantir que o crosstalk seja dominante em modo diferencial
• Em alguns casos, a minimização do ruído em modo diferencial pode ser mais importante para fins de ISI
  • Diminuir o espaçamento do par diferencial no par vítima é o mais eficaz para garantir que o crosstalk seja dominante em modo comum

Você pode definir quaisquer requisitos de espaçamento de trilhas que derivar como regras de design quando trabalha com Altium Designer®. Isso ajudará você a otimizar seu roteamento para baixo crosstalk em modo comum e diferencial em toda a sua placa. O gerenciador de empilhamento também permite que você projete seu empilhamento de camadas a partir de uma gama de materiais padrão, ajudando a garantir a integridade do sinal e a integridade da potência.

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