Analisi Esperta dei Parametri S Misurati

Introduzione

Ci sono molti tutorial sull'analisi dei parametri S. Gli argomenti trattati includono solitamente come identificare le mappe dei porti, cosa rappresentano la perdita di inserzione e la perdita di ritorno, e come appaiono i vari parametri S nel dominio temporale. Per i principianti, questo è molto prezioso. Qui, spiegheremo brevemente questi argomenti e aggiungeremo alcune tecniche di analisi aggiuntive da utilizzare quando si esaminano i parametri S.

Breve panoramica sui parametri S

I parametri S sono sostanzialmente funzioni di trasferimento. È possibile moltiplicare uno stimolo nel dominio delle frequenze, come un impulso, per i parametri S e si ottiene la risposta di quell'impulso dopo che è passato attraverso il canale rappresentato dai parametri S. Il canale potrebbe essere un canale passivo come un cavo o un canale attivo come un CTLE.

Quindi, l'idea di base è che i parametri S vengono utilizzati per comprendere cosa succederà al tuo segnale dopo averlo fatto passare attraverso questa scatola nera. Nei parametri S a due porte, S21 e S12 rappresentano la perdita di inserzione o i parametri di trasmissione, e dovrebbero essere approssimativamente uguali. S11 e S22 sono la perdita di ritorno o i parametri di riflessione. Questi possono essere unici se il dispositivo non è simmetrico. Tipicamente, questi vengono tracciati in dB di tensione.

Dove, A è il tuo parametro S di ingresso: S21, S11, ecc.

In questo esempio, S21 e S12 sono praticamente identici. S11 e S22 presentano alcune differenze significative come la grande risonanza in S22 intorno a 18 GHz che è assente in S11.

Qui è dove vorrei condividere con voi il mio primo pezzo di conoscenza aggiuntiva. Non guardate solo l'ampiezza dei parametri S in dB; osservate anche la fase. Calcolate la fase con:

Avrete anche bisogno di svolgere la fase. Svolgere la fase significa semplicemente aggiungere o sottrarre 2 x PI ogni volta che la fase si sposta di 2 x PI, in modo che la fase appaia come una linea retta. Il grafico qui sotto a sinistra è avvolto, e a destra è svolto.

La fase può rispondere ad alcune domande:

1. C'è abbastanza dati per portare questo nel dominio temporale?
2. Questi dati sono validi su tutta la banda di frequenza misurata?Qual è il ritardo di questa struttura?
3. Prendiamoli uno alla volta.

C'è abbastanza dati per portare questo nel dominio temporale?

Per rispondere a tutte queste domande, esamineremo il parametro di trasmissione, S21. La fase dovrebbe muoversi monotonicamente con una pendenza negativa da DC alla frequenza più alta disponibile. Ciò significa che ci sono più di un punto tra i cambiamenti da -pi a pi prima del processo di unwrapping. Se c'è un punto o meno tra i cambiamenti, si verifica qualcosa chiamato aliasing quando si esegue la conversione da frequenza a tempo. Quando questi parametri S vengono convertiti nel dominio temporale, i dati appaiono più corti del solito o addirittura non causali (informazioni prima di t=0). Le informazioni nel dominio temporale sono sostanzialmente inutilizzabili in questi scenari. In questi casi, la fase unwrapped ha una pendenza positiva da DC alla frequenza più alta, e ho un esempio di ciò qui sotto nella figura x. Per risolvere questo problema, misura i parametri S con un passo di frequenza più piccolo. In generale, un parametro S con passo di 10 MHz non avrà mai questo problema.

Questi dati sono validi su tutta la banda di frequenza misurata?

Diamo un'occhiata ad alcuni dati misurati per rispondere a questa domanda.

I dati sulla sinistra sono in decibel, e sulla destra c'è la fase non avvolta. Si può vedere che nella perdita di inserzione, i dati diventano confusi intorno ai 15 GHz, ma la perdita di ritorno sembra OK. Se si osserva la fase, inizia con una pendenza negativa, il che è positivo. Poi, intorno ai 16 GHz, si può notare che la pendenza diventa zero. Questo è dovuto al fatto che i parametri S sono al piano di rumore del VNA, e il VNA non può più acquisire la fase. Quando la pendenza diventa 0 in questo modo, i parametri S sono invalidi. Non è sempre possibile correggere questo. I VNA hanno un piano di rumore di circa 80 a 110 dB a seconda dell'impostazione della larghezza di banda IF (minore è la larghezza di banda IF, inferiore è il piano di rumore). I VNA nel dominio temporale hanno un piano di rumore più vicino a -40dB.

Qual è il ritardo della struttura?

Gli ingegneri dell'integrità del segnale di solito misurano il ritardo nel dominio temporale con una risposta a gradino. Misurano l'attraversamento al 50% del gradino di ingresso da un TDR. Poi misurano l'attraversamento al 50% dell'uscita che è passata attraverso il dispositivo in prova. Esistono modifiche popolari a questo metodo, come prendere la derivata delle risposte a gradino e misurare il ritardo di ogni picco invece dell'attraversamento al 50%. C'è anche il metodo di misurare l'attraversamento a una tensione fissa invece dell'ampiezza relativa del gradino. Infine, si potrebbe anche misurare un diverso attraversamento, come il punto al 5%.

Tutti questi sono buoni, ma ci sono alcune cose che possono essere migliorate. La prima è l'idea di utilizzare diversi strumenti di prova per la misurazione del ritardo. Sarebbe meglio se ne fosse necessario solo uno, e dato che sappiamo che il VNA ha un livello di rumore inferiore, il VNA è chiaramente lo strumento di misurazione preferibile. La seconda è la coerenza da laboratorio a laboratorio. I VNA sono facilmente in grado di garantire piani di riferimento tracciabili NIST con una calibrazione Short-Open-Load e Unknown-Thru. La calibrazione del TDR non è tracciabile NIST, e questo rende la correlazione da laboratorio a laboratorio piuttosto difficile. Infine, c'è il trasferimento dei dati. I dati digitali nel dominio temporale non hanno un formato standard e di solito vengono condivisi con un foglio di calcolo Excel. I dati VNA hanno molti formati standard che includono l'onnipresente file touchstone. Praticamente tutti gli strumenti EDA accettano un file touchstone, e avere questo formato disponibile rende la comunicazione molto più semplice. Quindi, usiamo un VNA e scopriamo come ottenere un ritardo da lì.

Il primo metodo consiste nel fare la stessa cosa che fa il TDR con una conversione da frequenza a tempo. Ci sono alcuni vantaggi in questo. Primo, puoi integrare la funzione di trasferimento per ottenere la risposta al gradino. In questo modo, non c'è bisogno di misurare prima il gradino di ingresso, e si ha solo un ritardo da misurare invece di due. L'argomento contro questo approccio è che ci saranno meno punti disponibili dalla conversione da frequenza a tempo, e si avrà troppa incertezza. Questo è un punto ragionevole, ma la pendenza della risposta al gradino attraverso un canale è così consistente che è abbastanza semplice interpolare al picosecondo più vicino. La pendenza del gradino non varia molto, ed è abbastanza semplice ottenere dati interpolati accurati.

Risposta al Gradino	Ingrandito

Il Rosso rappresenta i dati grezzi, e il Blu è interpolato con il metodo spline. I cursori dei dati sono i punti discreti intorno al passaggio del 50% dai dati grezzi.

Potresti dire, "Sì, è fantastico, ma non so come fare una conversione da frequenza a tempo o interpolare." Bene, qui è dove il VNA è ancora migliore perché non ne hai bisogno. Se guardiamo di nuovo alla fase, possiamo applicare una formula semplice per ottenere il ritardo.

La cosa fantastica di questa equazione è che ottieni il ritardo in nanosecondi semplicemente dividendo per la frequenza in gigahertz.

Innanzitutto, notate che ho tracciato l'asse y sulla stessa scala dell'asse x nel grafico della risposta al gradino. Nella risposta al gradino, il ritardo non è quasi mai così costante come nel metodo nel dominio della frequenza. Da 10 GHz a 50 GHz, il ritardo è praticamente lo stesso. Questo rende questo metodo molto consistente tra diversi laboratori. La cosa successiva da notare è il ritardo a 25 GHz, come mostrato, che è un po' diverso da quello della risposta al gradino. Questo perché il ritardo del 50% si trova da qualche parte alle basse frequenze di questo grafico dove la fase cambia rapidamente ad ogni punto. Questo è ancora un altro motivo per cui il metodo della risposta al gradino è in qualche modo inaffidabile per la correlazione da laboratorio a laboratorio. Mi piace anche il fatto che puoi scegliere un punto di frequenza da utilizzare invece di un incrocio, il che è molto meno ambiguo, e non c'è bisogno di interpolazione.

Calcolare lo Sfasamento Rapidamente e Facilmente

Quando si esegue il debug dei canali, lo skew è una delle prime cose da controllare. Lo skew è la differenza di ritardo tra i lati positivo e negativo di una linea di trasmissione differenziale. Quando le linee di trasmissione sono accoppiate in modo lasso, questo trucco può permetterti di calcolare lo skew molto velocemente. Prima, converti gli S-parametri single-ended in conversione di modo. Un altro modo per dirlo è da S a SCD. Poi traccia i dati SCD21 in dB e trova il primo minimo.

Prendi l'inverso della frequenza e quello è lo skew! Vediamo come questo si allinea al metodo di ritardo discusso in precedenza.

Ritardo della linea 1: 1,38482356955646ns
Ritardo della linea 2: 1,42117027815264ns
Differenza nei ritardi (skew): 0,0363467085961828ns
Skew calcolato da SCD21: 1/27,52 = 0,0363372093023256ns
Errore: 9,49929385720555e-06ns (praticamente zero)

Questo trucco di solito funziona solo quando lo skew è relativamente grande (>50 ps).

Cosa ti sta dicendo la modalità comune?

La modalità comune è un parametro spesso trascurato. Viene preso in considerazione durante le discussioni sull'interferenza elettromagnetica (EMI) per aiutare a trovare perdite all'interno di una linea di trasmissione. Tuttavia, la modalità comune può aiutarti a capire cosa stai osservando, come funziona la struttura e dove puoi aspettarti problemi.

Prima, diamo un'occhiata alla modalità comune nel dominio della frequenza. Qui, vuoi confrontare la perdita di inserzione in modalità comune con la perdita di inserzione differenziale. Questo confronta quanto bene si sta comportando il percorso di ritorno del segnale rispetto al solo segnale. Se osserviamo una coppia differenziale su stripline in questo modo, puoi vedere che la modalità comune e la modalità differenziale si comportano in modo simile. Mi aspetterei questo tipo di comportamento anche nel cavo twin-axial.

Quando un interconnettore viene inserito nel canale, le cose iniziano a sembrare diverse. La modalità comune inizia a deviare dalla perdita di inserzione. In questo caso, è vicino ai 20 GHz, e mi aspetterei di vedere un aumento della radiazione o del crosstalk alle frequenze dove questa deviazione è presente.

Un altro luogo dove guardare è nell'impedenza. L'impedenza in modo comune è riferita a 25 ohm. Quando l'impedenza è inferiore a 25 ohm, il segnale è probabilmente completamente disaccoppiato, e l'impedenza della linea di trasmissione differenziale è inferiore a 100 ohm. Questo è uno scenario abbastanza tipico nei sistemi perché a molti integratori piace usare coppie differenziali "loosely coupled" per aiutare con la mitigazione dello skew.  Quando l'impedenza è alta, il coupling all'interno della coppia è aumentato. Potrebbe anche indicare dove il ground sta iniziando a essere carente. Impedenze tra 25 ohm e 28 ohm possono essere previste in stripline accoppiate (vedi la figura sotto) e possono essere alte fino a 32 ohm in cavi twin axial. Le impedenze in modo comune degli interconnettori possono essere relativamente alte. I connettori QSFP, ad esempio, sono noti per avere un'impedenza in modo comune vicino ai 50 ohm. Questo non è un problema per la maggior parte dei sistemi, e quando si fa analisi, conoscere questo comportamento aiuta a capire dove nell'interconnessione si sta guardando mentre si cercano problemi.

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