Извлечение паразитных элементов с помощью электромагнитного решателя при трассировке печатных плат

Извлечение паразитных параметров: сообщество разработчиков интегральных схем должно сталкиваться с этой задачей ежедневно, особенно когда размеры затворов уменьшаются до ~350 нм, а чипы работают на высоких скоростях переключения. Сообщество разработчиков печатных плат также должно учитывать эту проблему, чтобы лучше проектировать сети питания, межсоединения с точным импедансом и правильно оценивать перекрестные помехи и механизмы связи. Существует множество сторонних приложений, которые можно использовать для извлечения паразитных параметров из вашей компоновки для конкретных геометрий, но результаты этих инструментов непрактичны для использования в большинстве программ проектирования.

Почему стоит беспокоиться о паразитных параметрах в печатной плате и как с ними справляться в процессе проектирования? Намеренные и ненамеренные паразитные параметры полностью определяют поведение сигналов и питания на печатной плате. Когда вы рассчитываете импеданс, на самом деле вы рассчитываете два важных паразитных параметра и используете их в качестве части маршрутизации. Эти значения также можно использовать для таких вещей, как прогнозирование перекрестных помех, симуляции питания, включающие переходные процессы и звон, или даже связывание импульсов ЭСР с открытыми дорожками.

Извлечение паразитных параметров для ваших дорожек

Стек печатной платы (PCB), который вы создаете, частично определяет паразитные параметры, влияющие на ваши проводники. На самом деле, вам не нужен сложный решатель поля для определения паразитных параметров, возникающих в компоновке PCB вокруг конкретных дорожек. Размещаемые вами дорожки на плате будут иметь некоторую естественную паразитную емкость и индуктивность, которые определяют их импеданс. Однако, если вы приблизите медь к дорожке, появится дополнительная взаимная емкость и индуктивность, которые изменят импеданс дорожки. На самом деле, возможно определить эти паразитные значения, используя инструменты для расчета импеданса, а также некоторые аналитические формулы в литературе или утилиты решения поля (Ansys, COMSOL и т.д.).

Для одиночной дорожки на PCB (независимо от ее ширины) вы можете получить паразитную емкость и индуктивность двумя методами:

• Прямой расчет, требующий решателя поля или некоторых сложных аналитических формул, найденных в научных статьях
• Расчет через сравнение, который включает сравнение расчетов импеданса без паразитных параметров с расчетами импеданса с учетом взаимодействия дорожек

Первый пункт, прямой расчет, очень мощный и требует некоторого дорогого программного обеспечения. Также можно найти формулы для конкретных структур в литературе, но это часто очень сложные формулы, включающие потенциально десятки параметров. Формулы взаимного влияния для различных структур также имеют очень мало обобщений.

Второй пункт, определение путём сравнения, на самом деле относительно прост, если у вас есть доступные формулы, это просто вопрос сравнения значений импеданса от разных калькуляторов. В основном это то, что я делал в предыдущей статье о зазоре между медным заливом и микрополосками/полосковыми линиями с импедансом 50 Ом; сравнивая значения импеданса для конкретной ширины, можно определить, когда паразитные эффекты оказывают заметное влияние на импеданс.

В следующих разделах я применю похожий подход, но буду использовать решатель поля в Altium Designer для генерации результатов. Используя результаты расчётов импеданса одиночного проводника, а затем сравнивая их с расчётами импеданса других проводников, вы можете быстро извлечь значения паразитных элементов с помощью некоторых простых формул.

Метод

Метод здесь прост и основан на сравнении расчётов импеданса для изолированного проводника с расчётом импеданса для проводника с паразитными элементами. Таким образом, вы можете рассчитать значения паразитных элементов, которые являются лишь взаимной ёмкостью и индуктивностью. Заметьте, что в этом примере мы используем безпотерьный импеданс, поскольку это значение, возвращаемое в Altium Designer. Однако, это действительно даёт вам очень точную оценку паразитных элементов до частот в ГГц.

Обратите внимание, что любое приложение-калькулятор (такое как калькуляторы, которые я создал в некоторых других блогах) или Менеджер Слоев в Altium Designer вернут только L или L_p. Поскольку числитель является постоянной распространения, теперь у нас есть 2 уравнения и 2 неизвестных, так что систему можно решить, чтобы получить паразитные параметры. Эта модель была получена из уравнений телеграфиста, предполагая плоскость или близкую дорожку к рассматриваемой линии, где близлежащий проводник остается неподвижным.

Вы можете найти значения L или L_p на вкладке Импеданс, когда создаете профиль импеданса в Менеджере Слоев. Это показано ниже, где мы сравниваем микрополоску с копланарной микрополоской; обе имеют одинаковую ширину. Такое сравнение позволяет нам точно определить, сколько паразитной емкости вносит наличие близлежащего заземляющего слоя.

Этот результат показывает, что микрополоска шириной 14.423 мил на подложке толщиной 8 мил с Dk = 4.2, расположенная на расстоянии 8 мил от близлежащей плоскости, будет иметь 64.5 фФ паразитной емкости и 755 пГн паразитной индуктивности, вносимых близлежащей плоскостью. Это гораздо быстрее, чем использование чего-либо вроде взаимных и собственных импедансов (матрица Z-параметров) для дорожки и какой-либо другой структуры.

Одиночная дорожка рядом с плоскостью

Это включает в себя сравнение импедансов одиночной дорожки и совместно расположенной линии с использованием следующей процедуры:

1. Выберите толщину подложки и ширину дорожки для микрополоски или стриплайна. Запишите значения индуктивности и емкости.
2. Настройте ту же дорожку с совместно расположенной линией. Выберите большое расстояние до начала заземляющего слоя. Запишите значения индуктивности и емкости.
3. Отрегулируйте расстояние до заземляющего слоя и рассчитайте импеданс.
4. Используйте данные из пункта 3 и приведенные выше уравнения для расчета взаимного импеданса и емкости.
5. Вернитесь к шагу 1 и повторите для новой толщины подложки/значения Dk.

Повторяя серию значений согласно шагу 5, вы можете построить график, который показывает значения взаимной емкости и индуктивности, как я сделал ниже.

На графике ниже показаны результаты для микрополосы на подложке толщиной 8 мил и 4 мил с Dk = 4.2; соответствующие ширины дорожек составляют 14 мил и 7 мил соответственно. Здесь идея заключалась в том, чтобы сохранить одинаковое соотношение W/H, поскольку этот параметр в основном отвечает за установление импеданса дорожки. Из графика ниже мы можем сразу увидеть, что более тонкая подложка обеспечивает значительно меньшую паразитную емкость, следовательно, мы ожидаем значительно меньшую высокочастотную перекрестную помеху.

Попробуйте продолжить этот процесс варьирования параметров, чтобы выявить больше тенденций для различных значений толщины подложки и ширин дорожек. Полученные результаты также могут быть применены для стриплайнов, как симметричных, так и асимметричных.

Здесь есть четкое решение проблемы избыточной паразитной емкости, возвращающейся к близлежащей заземленной области меди: использование более тонкого диэлектрика. Обратите внимание, что влияние на паразитную индуктивность становится почти независимым от расстояния до заземленной области, когда это расстояние становится малым, что показывает, что заземленная область не так полезна для подавления помех низкой скорости, но она может быть гораздо более полезной для подавления высокочастотных шумов.

Одиночная дорожка рядом с другой дорожкой (одинаковой ширины)

Для связанных линий можно также получить взаимную емкость и индуктивность между двумя дорожками. Однако обратите внимание, что приведенная выше модель работает с однопроводными дорожками, тогда как мы работаем с дифференциальной моделью, поэтому нам нужно уменьшить возвращаемое дифференциальное сопротивление на коэффициент 2 перед решением наших одновременных уравнений для получения паразитных параметров. В приведенных ниже результатах я использовал те же два типа подложек для микрополосковых дорожек (снова Dk = 4.2) и итерировал через разделение дорожек, чтобы определить паразитные параметры. Обратите внимание, что это было не выполнено с использованием расстояния до любого заземленного медного залива (не копланарно).

Как и в случае с однопроводной микрополосковой линией, вы можете применить тот же тип модели и процедуру к стриплайнам. Мы видим гораздо большие взаимные индуктивности, чем можно было бы ожидать для более узких секций проводника.

Как изменятся эти значения, если мы будем использовать ламинат ПП с более низким Dk, например, материал Rogers PCB? На графике ниже я повторил вышеупомянутый набор симуляций снова с использованием инструмента для расчета сопротивления в Altium Designer и расчетов сопротивления передающей линии, предполагая одну тихую линию, но я сделал это, предполагая ламинат Dk = 3. Поскольку значение Dk ниже, мы могли бы ожидать два исхода:

1. Снижение взаимной емкости из-за более низкого значения Dk ламината
2. Предполагая, что мы нацеливаемся на тот же импеданс, мы ожидаем более низкую взаимную индуктивность

Это именно то, что мы видим в результате ниже. График ниже показывает взаимную емкость и взаимную индуктивность между двумя дорожками на ламинате печатной платы с Dk = 3. Здесь мы можем понять, почему некоторые передовые системы, использующие сигналы с очень быстрыми фронтами, склонны выбирать ламинат с более низким Dk. Более низкое значение Dk обеспечит меньшую взаимную индуктивность при заданном импедансе. Результаты ниже показывают только микрополоски, но мы ожидаем увидеть аналогичные результаты в стриплайнах.

Со стриплайнами, уменьшение паразитной емкости между двумя дорожками путем простого изменения Dk и толщины, сохраняя при этом постоянную ширину дорожки, даст те же результаты. Однако в микрополосках это не совсем такая же прямолинейная тенденция. Причина этого заключается вклассическом результате эффективного Dk, который определяет импеданс микрополоски. Это создает нелинейную зависимость между эффективным значением Dk, шириной дорожки и толщиной диэлектрика:

Это означает, что как только вы измените значение Dk в вашем слое микрополоски и затем измените толщину подложки, чтобы сохранить ту же ширину дорожки, вы можете не увидеть ожидаемого снижения паразитной емкости или индуктивности. Однако, если бы вы сделали то же самое со стриплайнами, у нас не возникло бы этой сложности.

Несмотря на небольшую сложность с микрополосковыми дорожками, в целом действуют следующие результаты:

• Уменьшение расстояния до земли снижает паразитные связи между дорожками
• Уменьшение значения Dk вокруг дорожек при сохранении того же импеданса снижает паразитные связи между дорожками

Для передовых конструкций, где нам требуется низкая перекрестная помеха на пропускной способности вплоть до многих ГГц, это должно показать, что простое изменение стека может помочь в снижении перекрестных помех.

Паразитные элементы и целостность сигнала

Продвигаясь по этим пунктам о проектировании соединений и определении приемлемых ограничений плотности дорожек, я буду использовать некоторые из этих результатов для анализа перекрестных помех в некоторых предстоящих статьях. Этот метод сравнения прост, но мощный, и он может помочь вам оценить уровень, при котором паразитные элементы начнут создавать ограничение полосы пропускания в высокоскоростных/высокочастотных дорожках.

Помимо импеданса и перекрестных помех, другой областью, где важны паразитные параметры, является трассировка, в частности, в дифференциальных парах и сигналах высокой частоты. Паразитные параметры влияют на сигналы двумя способами:

• Сдвиг в дифференциальных парах: Паразитные параметры (в основном емкость) на одной линии будут уменьшать скорость сигнала по сравнению с другой линией, вызывая избыточный сдвиг. Это может привести к тому, что скорости нарастания и спада сигналов каждой полярности станут несовпадающими, если сдвиг слишком велик.
• Фазовая характеристика в РЧ-сигналах: Изменение постоянной распространения из-за паразитных параметров может вызвать изменение фазовой характеристики межсоединения. Это важно в связанных по краям волноводах, излучателях на поверхностном слое, любой схеме, которая зависит от резонанса для определения своей передаточной функции, а также любых из этих элементов, соединенных последовательно. Это гораздо более продвинутая тема, которую я преподаю на своем курсе по дизайну высокочастотных межсоединений, но я создам больше статей на эту тему в будущем.

Для цифровых сигналов, передаваемых по дифференциальным парам, решение простое: поддерживать симметрию вокруг дорожки и обеспечивать согласование длин. Хотя согласование длин не должно быть идеальным, CAD-инструменты значительно упрощают приближение к идеалу. Всегда должен соблюдаться некоторый уровень согласования длин, чтобы гарантировать синхронизацию скоростей фронтов сигналов на приемнике. Вы также заметите, что калькулятор импеданса дает расчет задержки распространения, включая паразитные эффекты, так что можно выполнить настройку задержки. Настройка длины по времени (также известная как настройка задержки) гарантирует, что в вашей компоновке печатной платы всегда применяется точная структура согласования длин.

Интерактивное трассирование и создание стека слоев в Altium Designer^® позволяют выполнять ряд задач по извлечению паразитных параметров. Просто используйте встроенный решатель электромагнитных полей в Менеджере Стека Слоев для различных геометрий дорожек и следуйте вышеупомянутым шагам для определения паразитных параметров по отношению к другим дорожкам или плоскостям. Когда вы будете готовы отправить файлы изготовления платы и чертежи вашему производителю, платформа Altium 365^™ упрощает сотрудничество и обмен проектами.

Мы только начали раскрывать возможности Altium Designer на Altium 365. Ознакомьтесь с нашими гибкими вариантами лицензирования для Altium Designer + Altium 365 уже сегодня.