Projeto de PCB e Embalagem para Canais 224G PAM-4

Em 2023 e 2024, o próximo dobramento da taxa de dados na arquitetura de centros de dados está nos levando a 224 Gbps por via de dados seriais. Esse dobramento da taxa de dados não é alcançado dobrando o relógio diretamente, mas sim dobrando a taxa de baud através da modulação de amplitude de pulso de ordem superior 4-nível (PAM-4). A decisão de implementar PAM-4 é necessária para estender as taxas de dados sem aumentar as larguras de banda de canal requeridas

Estamos testemunhando um momento interessante no desenvolvimento de links seriais de alta velocidade onde a sinalização binária RZ/NRZ já não é útil para transmitir dados digitais além de taxas de dados de 112 Gbps. O uso de sinalização 112G RZ/NRZ requer 56 GHz de largura de banda, e dobrar o relógio nesta taxa exigiria dobrar a largura de banda além do que uma PCB e embalagem podem suportar. A interconexão da PCB e as interconexões de embalagem são os dois principais fatores limitantes de largura de banda em links seriais de alta velocidade.

Agora, se você de repente se encontrar ou sua empresa trabalhando com canais de 224G em uma PCB ou em embalagens, este artigo mostrará como esses canais se parecem, tanto fisicamente quanto em termos de integridade de sinal. Ao final deste artigo, você também entenderá por que alcançamos um limite onde não podemos mais simplesmente aumentar as taxas de relógio para chegar a taxas de dados mais altas.

Design de Canal de Banda Larga a 56 GHz

A atual classe de produtos 224G sendo desenvolvidos usa PAM-4, ou fluxos de bits com quatro níveis de sinal. Isso é equivalente a dois bits por intervalo de unidade (UI) sendo transmitidos ao longo de uma interconexão. Isso define a largura de banda de canal e largura de banda do receptor necessárias para pelo menos 56 GHz conforme medido em termos de perda de retorno e perda de inserção.

O objetivo total do design de canal em uma PCB é manter a propagação do modo TEM até as frequências mais altas possíveis, pelo menos excedendo a frequência de Nyquist de 56 GHz. Um objetivo relacionado é garantir a menor dispersão de atraso de grupo possível, pois isso minimizará a distorsão de fase e minimizará a distorsão da taxa de borda do sinal. Ao usar materiais de substrato com baixo Dk/Df, existem três principais fatores limitantes de largura de banda em altas frequências.

• Excitação de modos não-TEM - determinada por Dk e geometria
• Desajuste de impedância devido à indutância da aspereza do cobre - determinada por geometria e cobre
• Dispersão excessiva de atraso de grupo - causada pela variação de Dk como função da frequência

Para a grande maioria das interfaces, você não precisará se preocupar com a propagação em modo não-TEM na maioria das PCBs. Isso ocorre porque a propagação em modo não-TEM não começa até aproximadamente 50-100 GHz de qualquer forma, dependendo da geometria da linha de transmissão e do valor de Dk do substrato. Somente recentemente o mundo digital teve que lidar com esse desafio, assim como vimos no mundo RF. Por que nos preocupamos com a propagação em modo TEM versus não-TEM? A razão é que, em alguma alta frequência, o primeiro modo TE ou TM será excitado por um sinal de banda larga. Bem nessa frequência, há uma grande descontinuidade de impedância à medida que o novo modo é excitado e pode começar a propagar ao longo da linha de transmissão. Essa grande descontinuidade de impedância bem na frequência correspondente à excitação do modo TE ou TM é um efeito limitante de largura de banda significativo a 56 GHz. É por isso que as linhas de transmissão de 56 GHz são geralmente HDI e usarão larguras menores e espessura dielétrica.

• Saiba mais sobre linhas de transmissão seletivas de modo que proporcionam propagação não-TEM.

Ao projetar uma linha de transmissão TEM de banda larga, poderíamos usar várias métricas de integridade de sinal para caracterizar seu desempenho em uma ampla largura de banda. Geralmente, estas incluem (em ordem de importância):

• Perda de retorno e perda de inserção
• Resposta ao impulso
• Diagrama de olho e BER
• COM e ILD

Geralmente, o primeiro lugar onde você começa a olhar para a conformidade do canal é com os parâmetros-S. Parâmetros-S desejáveis para um canal até 56 GHz são mostrados abaixo. Aqui preferimos ter perda de retorno sub -10 dB em todas as frequências até pelo menos 56 GHz. Perda baixa correspondente também é desejável em um substrato/pacote de IC.

Esse nível de qualificação para um canal digital de alta velocidade é geralmente necessário em qualquer lugar acima de aproximadamente 3 a 5 GHz. Devido às escalas de comprimento em PCBs e pacotes, essa é a faixa de frequência onde pequenas estruturas como pads, vias e bolas em um BGA começam a criar desvios notáveis na impedância de entrada.

Agora que conhecemos os requisitos de design, vamos olhar para os vários fatores que influenciam os pacotes e PCBs projetados para fornecer pelo menos 56 GHz de largura de banda.

Onde as Coisas São Colocadas?

Arquiteturas de 224G com links seriais exigem uma colocação próxima entre os elementos. No pacote, as coisas obviamente estão muito próximas umas das outras. Na PCB, temos três arquiteturas possíveis que podem ser usadas.

Quanto mais perdas o pacote e o canal tiverem na PCB, mais próximo seu pacote receptor deve estar do pacote transmissor. Os componentes aparecem mais frequentemente como módulos próximos ao chip ou no pacote para completar as interconexões necessárias. Colocar esses elementos mais próximos permite reduzir a perda total de inserção, mas isso faz com que o canal seja dominado pela perda de retorno.

Para manter um sistema dominado pela perda de retorno, materiais e as transições verticais são os principais problemas, embora a maioria das pessoas realmente não entenda o porquê. Nessas frequências, os materiais importam devido à perda de inserção, e essa é uma razão pela qual temos uma interação entre Dk, aspereza do cobre e comprimento do traço.

Comprimento do Traço, Dk e Aspereza do Cobre

Valores baixos de Dk para o laminado da PCB ou material do substrato do pacote são essenciais por dois motivos:

• Eles permitem traços mais largos em camadas mais finas
• Dk baixo aumenta a frequência de corte TEM em uma dada geometria

O primeiro ponto reduz o efeito pelicular, o que então estende a largura de banda. Também reduz o diafonia diferencial. Para ver dados de simulação que apoiam esses resultados, dê uma olhada no outro artigo sobre diafonia diferencial. Eu calculo ambas as quantidades no conjunto de gráficos neste artigo e resumi os efeitos na tabela abaixo.

A aspereza do cobre surge como um fator limitante de largura de banda de duas maneiras:

• Em laminados de baixo ângulo de perda, a aspereza do cobre é o mecanismo de perda dominante
• A aspereza do cobre cria uma adição indutiva à impedância que aumenta com a frequência

Ambos os efeitos exigem que as interconexões em um pacote e em uma PCB sejam relativamente curtas. O segundo efeito é uma das principais razões pelas quais a correspondência de impedância da linha de transmissão é muito difícil em frequências muito altas na faixa de 56 GHz, sendo o outro fator os parasitas no pacote/buffer Tx ou Rx.

Então, claramente, preferiríamos Dk mais baixo e cobre mais liso. Dk mais baixo permite camadas mais finas com traços mais largos, então ajuda a superar a perda de cobre. Isso então reduz a contribuição indutiva para a impedância devido ao efeito pelicular, e ajuda a estender o limite de largura de banda visto no espectro de perda de retorno. Também aumenta as frequências correspondentes a ressonâncias cilíndricas em transições de via, o que estende a largura de banda TEM em embalagens BGA e na PCB. Esta é a principal razão pela qual Dk mais baixo é desejado em frequências mais altas.

Fatores de Perda Quando a Perda de Retorno Domina

Quando a perda de retorno domina, precisamos essencialmente remover quaisquer elementos que criem desajuste de impedância ao longo do interconector, como foi descrito acima com cobre mais liso e valor de Dk mais baixo. Tanto em embalagens quanto em PCBs, um fator importante de perda de retorno são as transições verticais através de vias. PCBs e embalagens usam vias para transições verticais. Uma embalagem apenas usa transições verticais como parte de uma interconexão de bump para bola, alcançando eventualmente a saída de bola no lado inferior do pacote BGA.

Se apenas observarmos a malha acima para uma via diferencial atravessando de uma embalagem para um PCB, já podemos identificar muitos parâmetros possíveis que precisam ser incluídos e otimizados em um determinado design. Se escrevermos uma lista, teríamos o seguinte:

• Diâmetro da broca da via
• Comprimento da via
• Diâmetro do pad
• Diâmetro do antipad
• Número de camadas atravessadas na transição
• Estilo da via (cega, enterrada, passante, vias de salto)
• Valores de Dk e Df dos dielétricos
• Espessura de cada camada
• Número de vias de costura e suas localizações

Esta é uma enorme lista de parâmetros comparada aos três parâmetros usados para projetar uma linha de transmissão. Esta é uma das razões pelas quais o design de via de banda larga é tão difícil em frequências muito altas. Em comparação, linhas de transmissão são bastante fáceis de projetar, mesmo até larguras de banda de 56 GHz.

Opções de Linha de Transmissão a 56 GHz

Ao trabalhar a 56 GHz com sinais digitais, o tipo de roteamento importa muito. O projetista precisa selecionar se as trilhas serão roteadas em configuração de microstrip, stripline ou guia de onda coplanar. Em um PCB, qualquer uma destas está disponível para fins práticos. Em embalagens, vemos mais frequentemente a configuração de guia de onda stripline coplanar diferencial, que é conhecida como roteamento de camada de salto.

A tabela abaixo ilustra as diferentes opções para roteamento de par diferencial em PCBs e embalagens. Lembre-se de que estamos trabalhando com canais dominados por perda de retorno, e o roteamento tende a ser denso, tornando o diafonia uma grande preocupação. As opções abaixo mostram várias vantagens em termos de contribuição de impedância do efeito pelicular e diafonia.

A tabela acima compara as várias opções que você verá tanto em embalagens quanto em PCBs. O uso de guias de onda coplanares diferenciais (tanto em microstrip quanto em stripline) cria um tipo de guia de onda coaxial, que pode ter uma largura de banda muito alta. Essa fusão entre roteamento de guia de onda coplanar e roteamento de stripline diferencial é chamada de roteamento de camada pulada.

Como Criar Roteamento de Camada Pulada

A visão em corte do roteamento de camada pulada é mostrada abaixo. O roteamento de camada pulada usa três opções, conforme indicado nos três painéis na figura. A característica comum neste estilo de roteamento é a cerca de vias colocada ao longo do par diferencial.

Uma visão aérea, como mostrado abaixo, dá as condições gerais de espaçamento na cerca de vias ao longo das striplines diferenciais. Esta é o mesmo tipo de condição de espaçamento que você verá para um guia de onda coplanar de extremidade única para uma interconexão RF. Ao colocar o espaçamento e o passo das vias próximos um do outro, a estrutura se aproxima de uma estrutura coaxial diferencial.

O outro motivo para a cerca de vias é confinar o campo eletromagnético ao redor de um par diferencial e, assim, reduzir o crosstalk diferencial. Os dados abaixo mostram que os arranjos de roteamento em camadas alternadas têm o menor crosstalk diferencial. Ao alternar em duas camadas diferentes, você está aumentando o espaçamento entre os pares diferenciais, o que proporciona menor crosstalk diferencial.

O acima ilustra os estilos de pacote usados em interconexões de 112G e 224G dentro de substratos de CI. Mas, quando você precisa projetar um PCB que também suporte transmissão de sinal de banda larga nessas altas frequências, os estilos de roteamento acima também são apropriados. Na verdade, gostamos de usar roteamento em stripline de qualquer maneira devido à supressão de FEXT, então faz sentido também usar roteamento em camadas alternadas com striplines.

Transições de Camada em 224G PAM-4

Transições verticais através de vias são desafiadoras pelos motivos que mencionei acima. Não apenas o design de impedância é desafiador, mas as vias também devem ser projetadas para manter a propagação TEM verticalmente ao longo da transição de camada. Esta é mais uma razão pela qual preferimos designs HDI com espaçamento apertado.

Os dados abaixo mostram a frequência de corte TEM aproximada em um substrato de CI como função do espaçamento de bola em um pacote BGA. Como podemos ver, a propagação TEM termina e um modo de ordem superior é excitado a 59 GHz em um pacote com espaçamento de 0,8 mm, deixando essencialmente nenhuma margem de segurança para canais de 56 GHz. É por isso que preferimos ter um espaçamento de bola menor: isso aumentará a frequência de corte para a propagação do modo TEM.

Existem alguns projetistas mais experientes do que eu que dirão que vias de costura são insignificantes em pares diferenciais e que a necessidade de via de costura é um mito. Aqui, vias de costura são absolutamente necessárias em pares diferenciais, mas o motivo não é simplesmente fornecer algum caminho de retorno. O motivo é porque isso garante a propagação do modo TEM até frequências progressivamente mais altas. Quando o espaçamento de bola e, portanto, o espaçamento da via de costura é menor, o corte do modo TEM é mais alto. Designers de embalagens sabem disso há muitos anos, mas a velha guarda de especialistas em PCB de alta velocidade parece não entender esse fato.

Assim como tivemos anteriormente para costura de vias ao redor de nossa roteamento em camadas alternadas, temos a mesma coisa no lado inferior do nosso pacote BGA. A razão é que isso também reduz o crosstalk diferencial dentro do limite de largura de banda TM. Este é outro ponto que os designers de alta velocidade mais antigos dirão que é falso, mas o mundo do design de backplane VPX conhece isso há muitos anos. Os designers de pacotes também entendem esse fato e o implementam em designs de ballout.

Modulação Mais Avançada é a Chave para Larguras de Banda Maiores

Acima de 28 GHz Nyquist, ou em termos práticos, acima de 56 Gbps de sinalização NRZ/RZ, o corte TEM e a aspereza são os principais fatores limitantes de largura de banda. A indústria está trabalhando em direção a materiais com sub-Dk = 3 com espessuras de camadas muito baixas, bem como processamentos mais avançados, o que permitirá maiores cortes TEM em pacotes e PCBs. No entanto, o problema da aspereza do cobre ainda permanece e não será simplesmente possível dobrar as taxas de relógio para dobrar as taxas de dados.

Portanto, espero que a próxima duplicação da taxa de dados exija a mudança para PAM mais avançado com >4 níveis de sinal. Por exemplo, com PAM-8, você transportaria 3 bits por UI, e a frequência Nyquist em um canal de 448G seria de 74,67 GHz. Este tipo de modulação de ordem superior pode ser a chave para a próxima duplicação da taxa de dados; por exemplo, PAM-16 permitiria uma duplicação da taxa de dados de 4 bits por UI e possibilitaria a transmissão de dados de 448G com apenas 56 GHz de largura de banda, mas com margem de ruído altamente comprimida.

Não importa qual tecnologia acabe possibilitando a próxima duplicação da taxa de dados, designers de PCB e de embalagens podem criar esses sistemas e muito mais com os recursos avançados de design no Altium Designer®. Para implementar a colaboração no ambiente interdisciplinar de hoje, empresas inovadoras estão usando a plataforma Altium 365™ para compartilhar facilmente dados de design e colocar projetos em fabricação.

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