Проектирование печатных плат и корпусов для каналов 224G PAM-4

На 2023 и 2024 годы следующее удвоение скорости передачи данных в архитектуре центров обработки данных приведет нас к 224 Гбит/с на каждую линию серийных данных. Это удвоение скорости передачи данных достигается не за счет удвоения частоты тактирования напрямую, а за счет удвоения скорости бод посредством модуляции с четырьмя уровнями амплитуды импульсов (PAM-4). Решение о применении PAM-4 необходимо для увеличения скоростей передачи данных без увеличения требуемой ширины канала

Мы становимся свидетелями интересного времени в развитии высокоскоростных серийных связей, где двоичная сигнализация RZ/NRZ больше не подходит для передачи цифровых данных свыше 112 Гбит/с. Использование сигнализации 112G RZ/NRZ требует 56 ГГц ширины полосы, и удвоение частоты тактирования на этой скорости потребовало бы удвоения ширины полосы за пределы того, что могут поддержать печатная плата и упаковка. Взаимосвязь на печатной плате и взаимосвязь в упаковке являются двумя основными факторами, ограничивающими ширину полосы в высокоскоростных серийных связях.

Теперь, если вы вдруг обнаружите, что вы или ваша компания работаете с каналами 224G на печатной плате или в упаковке, эта статья покажет вам, как выглядят эти каналы, как физически, так и с точки зрения целостности сигнала. К концу этой статьи вы также поймете, почему мы достигли предела, когда мы больше не можем просто увеличивать частоты тактирования, чтобы достичь более высоких скоростей передачи данных.

Проектирование широкополосного канала на 56 ГГц

Текущий класс разрабатываемых продуктов 224G использует PAM-4, или потоки битов с четырьмя уровнями сигнала. Это эквивалентно передаче двух бит на каждый временной интервал (UI) по интерконнекту. Это определяет требуемую ширину полосы канала и ширину полосы приемника как минимум в 56 ГГц с точки зрения потерь на возврат и потерь на вставку.

Основная цель проектирования канала на печатной плате - поддержание распространения в режиме TEM до максимально возможных частот, по крайней мере, превышающих найквистовскую частоту 56 ГГц. Связанная цель - обеспечение минимально возможного группового задерживающего дисперсии, поскольку это минимизирует искажение фазы и минимизирует искажение скорости фронта сигнала. При использовании материалов субстрата с низкими Dk/Df существуют три основных фактора, ограничивающих ширину полосы на высоких частотах.

• Возбуждение не-TEM режимов - определяется Dk и геометрией
• Несоответствие импеданса из-за индуктивности, вызванной шероховатостью меди - определяется геометрией и медью
• Чрезмерная групповая задерживающая дисперсия - вызвана различиями в Dk в зависимости от частоты

Для подавляющего большинства интерфейсов вам не придется беспокоиться о распространении в режиме, отличном от TEM, в большинстве печатных плат. Это связано с тем, что распространение в не-TEM режиме начинается только примерно на частотах 50-100 ГГц, в зависимости от геометрии линии передачи и значения Dk субстрата. Только недавно цифровой мир столкнулся с этой проблемой, как и мир РЧ.

Почему мы заботимся о распространении в TEM и не-TEM режимах? Причина в том, что на некоторой высокой частоте первый TE или TM режим будет возбужден широкополосным сигналом. Именно на этой частоте возникает большое несоответствие импедансов, поскольку новый режим возбуждается и может начать распространяться вдоль линии передачи. Это большое несоответствие импедансов именно на частоте, соответствующей возбуждению режима TE или TM, является основным ограничивающим фактором пропускной способности на 56 ГГц. Вот почему линии передачи на 56 ГГц обычно являются HDI и используют меньшую ширину и толщину диэлектрика.

• Узнайте больше о линиях передачи с выборочным режимом, обеспечивающих распространение в не-TEM режиме.

При проектировании широкополосной линии передачи TEM мы могли бы использовать несколько метрик целостности сигнала для характеристики ее производительности на широкой полосе частот. В общем, это включает (по степени важности):

• Потери на возврат и потери на вставке
• Импульсная характеристика
• Диаграмма глаза и BER
• COM и ILD

Обычно первым шагом в проверке соответствия канала является анализ S-параметров. Желательные S-параметры для канала до 56 ГГц показаны ниже. Здесь мы предпочитаем иметь потери на возврат ниже -10 дБ на всех частотах по крайней мере до 56 ГГц. Соответствующие низкие потери также желательны в субстрате/упаковке ИС.

Такой уровень квалификации для высокоскоростного цифрового канала обычно требуется везде, где частота превышает примерно 3 до 5 ГГц. Из-за масштабов длины на печатных платах и в упаковках это диапазон частот, где малые структуры, такие как площадки, переходные отверстия и шарики на BGA, начинают создавать заметные отклонения во входном импедансе.

Теперь, когда мы знаем требования к дизайну, давайте рассмотрим различные факторы, влияющие на упаковку и печатные платы (PCB), разработанные для обеспечения пропускной способности не менее 56 ГГц.

Где размещается оборудование?

Архитектуры 224G с последовательными соединениями требуют близкого размещения элементов. В упаковке элементы, очевидно, расположены очень близко друг к другу. На печатной плате у нас есть три возможные архитектуры, которые можно использовать.

Чем больше потери в упаковке и канале на печатной плате, тем ближе должен быть приемный пакет к передающему пакету. Компоненты чаще всего появляются в виде модулей, расположенных рядом с чипом или на упаковке, чтобы выполнить необходимые соединения. Размещение этих элементов ближе друг к другу позволяет уменьшить общие потери на вставку, но это приводит к тому, что канал становится доминируемым по возвращаемым потерям.

Для того чтобы система оставалась доминируемой по возвращаемым потерям, основными проблемами являются материалы и вертикальные переходы, хотя большинство людей на самом деле не понимают, почему. На этих частотах материалы имеют значение из-за потерь на вставку, и это одна из причин, по которой мы видим взаимодействие между Dk, шероховатостью меди и длиной трассы.

Длина трассы, Dk и шероховатость меди

Низкие значения Dk для ламината печатной платы или материала подложки упаковки необходимы по двум причинам:

• Они позволяют использовать более широкие трассы на более тонких слоях
• Низкий Dk увеличивает частоту среза TEM в данной геометрии

Первый пункт уменьшает скин-эффект, что, в свою очередь, расширяет полосу пропускания. Это также уменьшает дифференциальную перекрестную помеху. Чтобы увидеть данные моделирования, подтверждающие эти результаты, посмотрите другую статью о дифференциальной перекрестной помехе. Я рассчитал оба этих показателя в наборе графиков в этой статье и подвел итоги их влияния в таблице ниже.

Шероховатость меди выступает как фактор, ограничивающий полосу пропускания, двумя способами:

• На ламинатах с низким тангенсом угла потерь, шероховатость меди является доминирующим механизмом потерь
• Шероховатость меди создает индуктивное добавление к импедансу, которое увеличивается с частотой

Оба эффекта требуют, чтобы соединения в упаковке и на печатной плате были довольно короткими. Второй эффект является одной из основных причин, по которым согласование импеданса линии передачи очень сложно на очень высоких частотах в диапазоне 56 ГГц, при этом другим фактором являются паразитные элементы в пакете/буфере Tx или Rx.

Так что, очевидно, мы предпочли бы ниже Dk и более гладкую медь. Низкий Dk позволяет использовать более тонкие слои с более широкими трассами, таким образом, это помогает преодолеть потери меди. Это также уменьшает индуктивное добавление к импедансу из-за скин-эффекта, и это помогает расширить предел полосы пропускания, наблюдаемый в спектре возвращаемых потерь. Это также увеличивает частоты, соответствующие цилиндрическим резонансам в переходах через отверстия, что расширяет полосу пропускания TEM в упаковке BGA и на печатной плате. Это основная причина, по которой низкий Dk желателен на более высоких частотах.

Факторы потерь, когда доминируют возвращаемые потери

Когда доминирует потеря на возврате, нам по существу нужно устранить любые элементы, создающие несоответствие импеданса вдоль соединения, как было описано выше с использованием более гладкой меди и материала с более низким значением Dk. В обоих случаях, как в корпусах, так и на печатных платах, значительным фактором потерь на возврате являются вертикальные переходы через переходные отверстия (виас). Печатные платы и корпуса используют виас для вертикальных переходов. Корпус просто использует вертикальные переходы как часть соединения "выступ-шарик", в конечном итоге достигая вывода на нижней стороне корпуса BGA.

Если мы просто посмотрим на вышеупомянутую сетку для дифференциального виаса, переходящего из корпуса в печатную плату, мы уже можем выделить множество возможных параметров, которые необходимо включить и оптимизировать в данном дизайне. Если мы составим список, у нас будет следующее:

• Диаметр сверления виаса
• Длина виаса
• Диаметр площадки
• Диаметр антипада
• Количество слоев, через которые проходит переход
• Тип виаса (слепой, закрытый, сквозной, пропускные виасы)
• Значения Dk и Df диэлектриков
• Толщина каждого слоя
• Количество стежковых виасов и их расположение

Это огромный список параметров по сравнению с тремя параметрами, используемыми для проектирования линии передачи. Это одна из причин, по которой дизайн широкополосных виасов так сложен на очень высоких частотах. В сравнении, линии передачи довольно легко спроектировать, даже до ширин полосы 56 ГГц.

Варианты линий передачи на 56 ГГц

При работе на 56 ГГц с цифровыми сигналами тип маршрутизации имеет большое значение. Конструктору необходимо выбрать, будут ли трассы маршрутизироваться в конфигурации микрополосковой линии, полосковой линии или копланарного волновода. На печатной плате любой из этих вариантов доступен для практических целей. В корпусах мы чаще видим конфигурацию дифференциальной копланарной полосковой линии, которая известна как маршрутизация через пропуск слоев.

В таблице ниже показаны различные варианты маршрутизации дифференциальных пар на печатных платах и в корпусах. Напомним, что мы работаем с каналами, доминируемыми потерями на возврате, и маршрутизация обычно плотная, что делает перекрестные помехи большой проблемой. Ниже приведены варианты с различными преимуществами в терминах вклада импеданса скин-эффекта и перекрестных помех.

В таблице выше сравниваются различные варианты, которые вы увидите как в упаковке, так и на печатных платах. Использование дифференциальных копланарных волноводов (как в микрополоске, так и в стриплайне) создает своего рода коаксиальный волновод, который может иметь очень высокую пропускную способность. Это слияние маршрутизации копланарного волновода и дифференциальной маршрутизации стриплайна называется маршрутизацией с пропуском слоев.

Как создать маршрутизацию с пропуском слоев

На рисунке ниже показано поперечное сечение маршрутизации с пропуском слоев. Маршрутизация с пропуском слоев использует три варианта, указанные на трех панелях на рисунке. Общей характеристикой этого стиля маршрутизации является использование решетки переходных отверстий вдоль дифференциальной пары.

Вид сверху, как показано ниже, дает общие условия расстояния на решетке переходных отверстий вдоль дифференциальных стриплайнов. Это те же условия расстояния, которые вы увидите для однополюсного копланарного волновода для радиочастотного соединения. Размещая расстояние и шаг переходных отверстий близко друг к другу, структура приближается к дифференциальной коаксиальной конструкции.

Другая причина использования забора через переходные отверстия заключается в том, чтобы ограничить электромагнитное поле вокруг дифференциальной пары и тем самым уменьшить дифференциальную перекрестную помеху. Данные ниже показывают, что конфигурации маршрутизации с чередованием слоев имеют наименьшую дифференциальную перекрестную помеху. Чередуя слои, вы увеличиваете расстояние между дифференциальными парами, что обеспечивает меньшую дифференциальную перекрестную помеху.

Выше показаны стили упаковки, используемые в межсоединениях 112G и 224G внутри подложек ИС. Но когда вам нужно спроектировать печатную плату, которая также поддерживает широкополосную передачу сигналов на этих высоких частотах, вышеупомянутые стили маршрутизации также подходят. Фактически, мы любим использовать маршрутизацию с полосковыми линиями из-за подавления FEXT, поэтому имеет смысл также использовать маршрутизацию с пропуском слоев с полосковыми линиями.

Переходы между слоями на 224G PAM-4

Вертикальные переходы через переходные отверстия представляют собой вызов по упомянутым выше причинам. Не только проектирование импеданса представляет сложность, но и переходные отверстия также должны быть спроектированы так, чтобы поддерживать вертикальное распространение в режиме TEM вдоль перехода между слоями. Это еще одна причина, по которой мы предпочитаем конструкции HDI с плотным расположением.

Данные ниже показывают приблизительную частоту среза TEM в подложке ИС в зависимости от шага шариков в пакете BGA. Как мы видим, распространение в режиме TEM заканчивается, и возбуждается высший порядок моды на частоте 59 ГГц в пакете с шагом 0,8 мм, фактически не оставляя запаса прочности для каналов 56 ГГц. Вот почему мы предпочитаем иметь меньший шаг шариков: это увеличит частоту среза для распространения в режиме TEM.

Есть некоторые дизайнеры, более опытные, чем я, кто скажет, что сквозные переходные отверстия бессмысленны на дифференциальных парах и что необходимость в сквозных переходных отверстиях - это миф. Здесь сквозные переходные отверстия абсолютно необходимы на дифференциальных парах, но причина не просто в том, чтобы обеспечить некоторый путь возврата. Причина в том, что это гарантирует распространение в режиме TEM до прогрессивно более высоких частот. Когда шаг шариков и, следовательно, шаг сквозных переходных отверстий меньше, частота среза режима TEM выше. Дизайнеры упаковки знали об этом многие годы, но старая гвардия экспертов по высокоскоростным печатным платам, похоже, не понимает этого факта.

Так же, как мы ранее делали переходные отверстия вокруг нашей маршрутизации через пропуск слоев, у нас есть то же самое на обратной стороне нашего пакета BGA. Причина в том, что это также снижает дифференциальные перекрестные помехи в пределах полосы пропускания TM. Это еще один момент, который старые дизайнеры высокоскоростных систем назовут нелепостью, но мир дизайна задней панели VPX знает это уже много лет. Дизайнеры пакетов также понимают этот факт и реализуют его в дизайне расположения шариков.

Более продвинутая модуляция - ключ к более высоким пропускным способностям

Выше 28 ГГц по Найквисту, или на практике, выше 56 Гбит/с сигнализации NRZ/RZ, ограничивающими факторами пропускной способности являются отсечка TEM и шероховатость. Отрасль работает над материалами с sub-Dk = 3 с очень низкой толщиной слоев, а также над более продвинутыми методами обработки, которые позволят достичь более высоких отсечек TEM в пакетах и на печатных платах. Однако проблема шероховатости меди остается, и простое удвоение тактовых частот для удвоения скорости передачи данных не будет возможным.

Поэтому я ожидаю, что следующее удвоение скорости передачи данных потребует перехода к более продвинутой модуляции PAM с >4 уровнями сигнала. Например, с PAM-8 вы бы передавали 3 бита на UI, и частота Найквиста в канале 448G составила бы 74.67 ГГц. Этот тип модуляции более высокого порядка может быть ключом к следующему удвоению скорости передачи данных; например, PAM-16 позволил бы удвоение скорости передачи данных на 4 бита на UI и позволил бы передачу данных 448G только с полосой пропускания 56 ГГц, но с сильно сжатым запасом по шумам.

Независимо от того, какая технология в конечном итоге позволит следующему удвоению скорости передачи данных, дизайнеры печатных плат и дизайнеры упаковки могут создавать эти системы и многое другое с помощью продвинутых функций дизайна в Altium Designer®. Для реализации сотрудничества в современной междисциплинарной среде, инновационные компании используют платформу Altium 365™ для легкого обмена данными дизайна и запуска проектов в производство.

Мы только начали раскрывать возможности Altium Designer на Altium 365. Начните ваш бесплатный пробный период Altium Designer + Altium 365 сегодня.