PCB- und Gehäusedesign für 224G PAM-4-Kanäle

Ab 2023 und 2024 führt die nächste Verdopplung der Datenrate in der Datenzentrum-Architektur zu 224 Gbps pro Lane serieller Daten. Diese Verdopplung der Datenrate wird nicht direkt durch Verdopplung des Takts erreicht, sondern durch Verdopplung der Baudrate mittels höherwertiger 4-Level-Pulsamplitudenmodulation (PAM-4). Die Entscheidung für die Implementierung von PAM-4 ist notwendig, um die Datenraten zu erhöhen, ohne die erforderlichen Kanalbandbreiten zu erweitern.

Wir erleben eine interessante Zeit in der Entwicklung von Hochgeschwindigkeits-Serienlinks, bei denen binäre RZ/NRZ-Signalisierung für die Übertragung digitaler Daten über 112 Gbps Datenraten hinaus nicht mehr nützlich ist. Die Verwendung von 112G RZ/NRZ-Signalisierung erfordert 56 GHz Bandbreite, und eine Verdopplung des Takts bei dieser Rate würde eine Verdopplung der Bandbreite über das hinaus erfordern, was eine PCB und ein Paket unterstützen können. Die PCB-Verbindungen und Paketverbindungen sind die zwei größten bandbreitenbegrenzenden Faktoren bei Hochgeschwindigkeits-Serienlinks.

Wenn Sie oder Ihr Unternehmen plötzlich mit 224G-Kanälen auf einer PCB oder in der Verpackung arbeiten, wird Ihnen dieser Artikel zeigen, wie diese Kanäle sowohl physisch als auch in Bezug auf die Signalintegrität aussehen. Am Ende dieses Artikels werden Sie auch verstehen, warum wir eine Grenze erreicht haben, an der wir die Taktraten nicht einfach erhöhen können, um höhere Datenraten zu erzielen.

Breitbandkanal-Design bei 56 GHz

Die derzeit entwickelte Klasse von 224G-Produkten verwendet PAM-4 oder Bitströme mit vier Signalpegeln. Dies entspricht zwei Bits pro Zeiteinheit (UI), die entlang einer Verbindung übertragen werden. Dies setzt die erforderliche Kanalbandbreite und Empfängerbandbreite auf mindestens 56 GHz fest, gemessen in Bezug auf Rückflussdämpfung und Einfügedämpfung.

Das gesamte Ziel des Kanaldesigns auf einer PCB besteht darin, die TEM-Modus-Ausbreitung bis zu den höchstmöglichen Frequenzen, mindestens über die Nyquist-Frequenz von 56 GHz hinaus, aufrechtzuerhalten. Ein damit verbundenes Ziel ist es, die geringstmögliche Gruppenlaufzeitdispersion zu gewährleisten, da dies die Phasenverzerrung minimiert und die Verzerrung der Signalanstiegsrate minimiert. Bei der Verwendung von Substratmaterialien mit niedrigem Dk/Df gibt es drei wesentliche bandbreitenbegrenzende Faktoren bei hohen Frequenzen.

• Anregung von nicht-TEM-Modi - bestimmt durch Dk und Geometrie
• Impedanzfehlanpassung aufgrund von Induktivität durch Kupferrauheit - bestimmt durch Geometrie und Kupfer
• Übermäßige Gruppenlaufzeitdispersion - verursacht durch Varianz in Dk als Funktion der Frequenz

Für die überwiegende Mehrheit der Schnittstellen müssen Sie sich bei den meisten PCBs keine Gedanken über die Nicht-TEM-Modus-Ausbreitung machen. Dies liegt daran, dass die Nicht-TEM-Modus-Ausbreitung erst bei etwa 50-100 GHz beginnt, abhängig von der Geometrie der Übertragungsleitung und dem Dk-Wert des Substrats. Erst in jüngster Zeit musste sich die digitale Welt mit dieser Herausforderung auseinandersetzen, wie wir es auch in der RF-Welt gesehen haben.

Warum kümmern wir uns um TEM versus Nicht-TEM-Modus-Ausbreitung? Der Grund ist, dass bei einer bestimmten hohen Frequenz der erste TE- oder TM-Modus durch ein Breitbandsignal angeregt wird. Genau bei dieser Frequenz gibt es eine große Impedanzdiskontinuität, da der neue Modus angeregt wird und entlang der Übertragungsleitung zu propagieren beginnen kann. Diese große Impedanzdiskontinuität genau bei der Frequenz, die der Anregung des TE- oder TM-Modus entspricht, ist ein wesentlicher bandbreitenbegrenzender Effekt bei 56 GHz. Deshalb sind Übertragungsleitungen bei 56 GHz in der Regel HDI und verwenden kleinere Breiten und Dielektrikumstärken.

• Erfahren Sie mehr über modus-selektive Übertragungsleitungen, die eine Nicht-TEM-Ausbreitung ermöglichen.

Beim Entwurf einer Breitband-TEM-Übertragungsleitung könnten wir mehrere Signalintegritätsmetriken verwenden, um ihre Leistung über eine breite Bandbreite zu charakterisieren. Allgemein gehören dazu (in der Reihenfolge ihrer Wichtigkeit):

• Rückflussdämpfung und Einfügungsdämpfung
• Impulsantwort
• Augendiagramm und BER
• COM und ILD

Allgemein beginnt man mit der Betrachtung der Kanalkonformität bei den S-Parametern. Wünschenswerte S-Parameter für einen Kanal bis zu 56 GHz sind unten dargestellt. Hier bevorzugen wir eine Rückflussdämpfung von unter -10 dB bei allen Frequenzen bis mindestens 56 GHz. Entsprechend geringe Verluste sind auch in einem IC-Substrat/Paket wünschenswert.

Dieses Qualifikationsniveau für einen Hochgeschwindigkeits-Digitalkanal wird allgemein überall oberhalb von etwa 3 bis 5 GHz benötigt. Aufgrund der Längenskalen in PCBs und Paketen ist dies der Frequenzbereich, in dem kleine Strukturen wie Pads, Vias und Bälle auf einem BGA spürbare Abweichungen in der Eingangsimpedanz erzeugen.

Nun, da wir die Designanforderungen kennen, betrachten wir die verschiedenen Faktoren, die Pakete und PCBs beeinflussen, die mindestens 56 GHz Bandbreite bereitstellen sollen.

Wo werden die Komponenten platziert?

224G-Architekturen mit seriellen Verbindungen erfordern eine enge Platzierung zwischen den Elementen. Im Paket sind die Dinge offensichtlich sehr eng beieinander. Auf der PCB haben wir drei mögliche Architekturen, die verwendet werden können.

Je verlustreicher das Paket und der Kanal auf der PCB sind, desto näher muss Ihr empfangendes Paket am sendenden Paket sein. Komponenten erscheinen am häufigsten als Near-Chip- oder On-Package-Module, um die erforderlichen Verbindungen herzustellen. Indem man diese Elemente näher zusammenbringt, kann man den gesamten Einfügungsverlust reduzieren, aber dann wird der Kanal von Rückflussverlusten dominiert.

Um ein System rückflussverlustdominiert zu halten, sind Materialien und die vertikalen Übergänge die Hauptprobleme, obwohl die meisten Menschen nicht wirklich verstehen, warum. Bei diesen Frequenzen sind die Materialien aufgrund des Einfügungsverlustes wichtig, und das ist ein Grund, warum wir ein Zusammenspiel zwischen Dk, Kupferrauheit und Leiterbahnlänge haben.

Leiterbahnlänge, Dk und Kupferrauheit

Niedrige Dk-Werte für das PCB-Laminat oder das Substratmaterial des Pakets sind aus zwei Gründen wesentlich:

• Sie ermöglichen breitere Leiterbahnen auf dünneren Schichten
• Niedriges Dk erhöht die TEM-Grenzfrequenz in einer gegebenen Geometrie

Der erste Punkt reduziert den Skin-Effekt, was dann die Bandbreite erweitert. Es reduziert auch das differentielle Übersprechen. Um Simulationsdaten zu sehen, die diese Ergebnisse unterstützen, werfen Sie einen Blick auf den anderen Artikel über differentielles Übersprechen. Ich berechne beide Mengen in der Reihe von Grafiken in diesem Artikel und habe die Effekte in der Tabelle unten zusammengefasst.

Kupferrauheit entsteht als bandbreitenbegrenzender Faktor auf zwei Arten:

• Bei Laminaten mit niedrigem Verlustwinkel ist die Kupferrauheit der dominante Verlustmechanismus
• Kupferrauheit erzeugt eine induktive Ergänzung zur Impedanz, die mit der Frequenz zunimmt

Beide Effekte erfordern, dass Verbindungen in einem Paket und auf einer PCB ziemlich kurz sein müssen. Der zweite Effekt ist einer der Hauptgründe, warum die Impedanzanpassung von Übertragungsleitungen bei sehr hohen Frequenzen im Bereich von 56 GHz sehr schwierig ist, wobei der andere Faktor Parasiten im Tx- oder Rx-Paket/Puffer sind.

Also ist klar, dass wir niedrigeres Dk und glatteres Kupfer bevorzugen würden. Niedrigeres Dk ermöglicht dünnere Schichten mit breiteren Leiterbahnen, also hilft es, Kupferverlust zu überwinden. Dies reduziert dann den induktiven Beitrag zur Impedanz aufgrund des Skin-Effekts und hilft, das Bandbreitenlimit im Rückflussverlustspektrum zu erweitern. Es erhöht auch die Frequenzen, die den zylindrischen Resonanzen in Via-Übergängen entsprechen, was die TEM-Bandbreite in BGA-Verpackungen und auf der PCB erweitert. Das ist der Hauptgrund, warum niedrigeres Dk bei höheren Frequenzen gewünscht wird.

Verlustfaktoren, wenn Rückflussverlust dominiert

Wenn der Rückflussverlust dominiert, müssen wir im Wesentlichen alle Elemente entfernen, die eine Impedanzfehlanpassung entlang der Verbindung erzeugen, wie oben mit glatterem Kupfer und niedrigerem Dk-Wert beschrieben. Sowohl in Gehäusen als auch auf PCBs ist ein wesentlicher Faktor für den Rückflussverlust vertikale Übergänge durch Vias. PCBs und Gehäuse verwenden Vias für vertikale Übergänge. Ein Gehäuse verwendet vertikale Übergänge nur als Teil einer Bump-zu-Ball-Verbindung, die letztendlich den Ballout auf der Unterseite des BGA-Gehäuses erreicht.

Wenn wir uns nur das obige Netz für ein differentielles Via ansehen, das von einem Gehäuse in ein PCB übergeht, können wir bereits viele mögliche Parameter erkennen, die in einem gegebenen Design berücksichtigt und optimiert werden müssen. Wenn wir eine Liste erstellen, hätten wir folgendes:

• Bohrdurchmesser des Vias
• Länge des Vias
• Pad-Durchmesser
• Antipad-Durchmesser
• Anzahl der in der Übergangsphase durchquerten Schichten
• Via-Stil (blind, vergraben, Durchgangsloch, Skip Vias)
• Dk- und Df-Werte der Dielektrika
• Dicke jeder Schicht
• Anzahl der Stitching-Vias und deren Positionen

Dies ist eine riesige Liste von Parametern im Vergleich zu den drei Parametern, die zur Gestaltung einer Übertragungsleitung verwendet werden. Das ist einer der Gründe, warum das Design von Breitband-Vias bei sehr hohen Frequenzen so schwierig ist. Im Vergleich dazu sind Übertragungsleitungen recht einfach zu entwerfen, sogar bis zu Bandbreiten von 56 GHz.

Übertragungsleitungsoptionen bei 56 GHz

Bei der Arbeit mit digitalen Signalen bei 56 GHz spielt die Art der Verlegung eine große Rolle. Der Designer muss auswählen, ob die Leiterbahnen in Mikrostreifen-, Streifenleiter- oder koplanarer Wellenleiterkonfiguration verlegt werden sollen. Auf einem PCB sind alle diese Möglichkeiten aus praktischen Gründen verfügbar. In Gehäusen sehen wir häufiger die differentielle koplanare Streifenleiterwellenleiterkonfiguration, die als Skip-Layer-Routing bekannt ist.

Die Tabelle unten veranschaulicht die verschiedenen Optionen für das Routing von differentiellen Paaren in PCBs und Gehäusen. Denken Sie daran, dass wir mit von Rückflussverlust dominierten Kanälen arbeiten und das Routing tendenziell dicht ist, was Nebensprechen zu einer großen Sorge macht. Die unten aufgeführten Optionen zeigen verschiedene Vorteile in Bezug auf den Beitrag der Skin-Effekt-Impedanz und das Nebensprechen.

Die obige Tabelle vergleicht die verschiedenen Optionen, die Sie sowohl in Paketen als auch auf Leiterplatten sehen werden. Die Verwendung von differentiellen koplanaren Wellenleitern (sowohl in Mikrostreifen als auch in Streifenleitungen) schafft eine Art koaxialen Wellenleiter, der eine sehr hohe Bandbreite haben kann. Diese Fusion zwischen koplanarem Wellenleiter-Routing und differentiellem Streifenleiter-Routing wird als Skip-Layer-Routing bezeichnet.

Erstellung von Skip-Layer-Routing

Die Querschnittsansicht des Skip-Layer-Routings wird unten gezeigt. Skip-Layer-Routing verwendet drei Optionen, wie in den drei Panels in der Abbildung angegeben. Das gemeinsame Merkmal in diesem Stil des Routings ist der Via-Zaun, der entlang des differentiellen Paares platziert wird.

Eine Draufsicht, wie unten gezeigt, gibt die allgemeinen Abstandsbedingungen am Via-Zaun entlang der differentiellen Streifenleitungen an. Dies ist die gleiche Art von Abstandsbedingung, die Sie für einen einseitigen koplanaren Wellenleiter für eine HF-Verbindung sehen werden. Durch das enge Zusammenlegen von Via-Abstand und -Pitch nähert sich die Struktur einer differentiellen Koaxstruktur an.

Ein anderer Grund für die Via-Abschirmung ist, das elektromagnetische Feld um ein differentielles Paar einzuschränken und dadurch die differentielle Übersprechkopplung zu reduzieren. Die untenstehenden Daten zeigen, dass die gestaffelten Skip-Layer-Verdrahtungsanordnungen die niedrigste differentielle Übersprechkopplung aufweisen. Durch das Staffeln auf zwei verschiedenen Schichten erhöhen Sie den Abstand zwischen den differentiellen Paaren, was eine geringere differentielle Übersprechkopplung zur Folge hat.

Das oben Genannte veranschaulicht die Paketstile, die bei 112G und 224G-Verbindungen innerhalb von IC-Substraten verwendet werden. Aber wenn Sie ein PCB entwerfen müssen, das auch die Breitband-Signalübertragung bei diesen hohen Frequenzen unterstützt, sind die oben genannten Verdrahtungsstile ebenfalls geeignet. Tatsächlich bevorzugen wir aufgrund der FEXT-Unterdrückung ohnehin die Streifenleiter-Verdrahtung, daher macht es Sinn, auch die Skip-Layer-Verdrahtung mit Streifenleitern zu verwenden.

Schichtübergänge bei 224G PAM-4

Vertikale Übergänge durch Vias sind aus den oben genannten Gründen eine Herausforderung. Nicht nur das Impedanzdesign ist herausfordernd, sondern die Vias müssen auch so gestaltet sein, dass sie die TEM-Ausbreitung vertikal entlang des Schichtübergangs aufrechterhalten. Dies ist ein weiterer Grund, warum wir HDI-Designs mit engem Abstand bevorzugen.

Die untenstehenden Daten zeigen die ungefähre TEM-Grenzfrequenz in einem IC-Substrat als Funktion des Ballabstands in einem BGA-Paket. Wie wir sehen können, endet die TEM-Ausbreitung und ein höherer Modus wird bei 59 GHz in einem 0,8 mm Pitch-Paket angeregt, was im Grunde keinen Sicherheitsspielraum für 56 GHz-Kanäle lässt. Deshalb bevorzugen wir einen kleineren Ballabstand: Dies wird die Grenzfrequenz für die TEM-Modus-Ausbreitung erhöhen.

Es gibt einige Designer, die erfahrener sind als ich, die sagen werden, dass Stitching-Vias bei differentiellen Paaren bedeutungslos sind und dass die Notwendigkeit für Stitching-Vias ein Mythos ist. Hier sind Stitching-Vias bei differentiellen Paaren absolut notwendig, aber der Grund ist nicht einfach, einen Rückweg zu bieten. Der Grund ist, weil es die TEM-Modus-Ausbreitung bis zu progressiv höheren Frequenzen garantiert. Wenn der Ballabstand und somit der Stitching-Via-Abstand kleiner ist, ist die TEM-Modus-Grenzfrequenz höher. Verpackungsdesigner wissen dies seit vielen Jahren, aber die alte Garde der Hochgeschwindigkeits-PCB-Experten scheint diese Tatsache nicht zu verstehen.

Genau wie wir es zuvor für das Umstechen von Vias um unsere Skip-Layer-Verdrahtung hatten, haben wir dasselbe auf der Unterseite unseres BGA-Pakets. Der Grund ist, dass es auch das differentielle Übersprechen innerhalb des TM-Bandbreitenlimits reduziert. Dies ist ein weiterer Punkt, den ältere Hochgeschwindigkeitsdesigner als unwahr bezeichnen würden, aber die Welt des VPX-Backplane-Designs kennt dies seit vielen Jahren. Paketdesigner verstehen auch diese Tatsache und setzen sie in Ballout-Designs um.

Fortgeschrittenere Modulation ist der Schlüssel zu höheren Bandbreiten

Oberhalb von 28 GHz Nyquist, oder praktisch gesehen, oberhalb von 56 Gbps NRZ/RZ-Signalisierung, sind TEM-Grenzwerte und Rauheit die Hauptfaktoren, die die Bandbreite begrenzen. Die Industrie arbeitet an Materialien mit sub-Dk = 3 und sehr geringen Schichtdicken, sowie an fortgeschritteneren Verarbeitungsprozessen, die höhere TEM-Grenzwerte in Paketen und PCBs ermöglichen werden. Das Problem der Kupferrauheit bleibt jedoch bestehen und es wird nicht einfach möglich sein, die Taktraten zu verdoppeln, um die Datenraten zu verdoppeln.

Daher erwarte ich, dass die nächste Verdopplung der Datenrate den Übergang zu fortgeschrittenerem PAM mit >4 Signalstufen erfordern wird. Zum Beispiel würde man mit PAM-8 3 Bits pro UI transportieren, und die Nyquist-Frequenz in einem 448G-Kanal wäre 74,67 GHz. Diese Art der höheren Ordnungsmodulation könnte der Schlüssel zur nächsten Verdopplung der Datenrate sein; zum Beispiel würde PAM-16 eine Verdopplung der Datenrate mit 4 Bits pro UI ermöglichen und eine 448G-Datenübertragung mit nur 56 GHz Bandbreite ermöglichen, allerdings mit stark komprimierter Rauschmarge.

Unabhängig davon, welche Technologie die nächste Verdopplung der Datenrate ermöglicht, können PCB-Designer und Verpackungsdesigner diese Systeme und vieles mehr mit den fortschrittlichen Designfunktionen in Altium Designer® erstellen. Um die Zusammenarbeit in der heutigen disziplinübergreifenden Umgebung zu implementieren, nutzen innovative Unternehmen die Altium 365™-Plattform, um Design-Daten einfach zu teilen und Projekte in die Fertigung zu bringen.

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