Análisis experto de parámetros-S medidos

Introducción

Existen muchos tutoriales sobre el análisis de parámetros S. Los temas suelen incluir cómo identificar mapas de puertos, cómo se ven la pérdida de inserción y la pérdida de retorno, y cómo se ven los diversos parámetros S en el dominio temporal. Para los principiantes, esto es bastante valioso. Aquí, explicaremos brevemente esos temas y agregaremos algunas técnicas de análisis adicionales para usar cuando se analizan datos de parámetros S.

Breve descripción de los parámetros S

Los parámetros S son básicamente funciones de transferencia. Puedes multiplicar un estímulo en el dominio de frecuencia, como un pulso, por los parámetros S y obtienes la respuesta de ese pulso después de que ha pasado por el canal representado por los parámetros S. El canal podría ser un canal pasivo como un cable o un canal activo como un CTLE.

Entonces, la idea básica es que los parámetros S se utilizan para obtener una comprensión de lo que va a suceder con tu señal después de que la pases por esta caja negra. En los parámetros S de dos puertos, S21 y S12 son pérdida de inserción o parámetros de transmisión, y deberían ser aproximadamente iguales. S11 y S22 son la pérdida de retorno o parámetros de reflexión. Estos pueden ser únicos si el dispositivo no es simétrico. Típicamente, estos se trazan en dB de voltaje.

Donde, A es tu parámetro S de entrada: S21, S11, etc.

En este ejemplo, S21 y S12 son prácticamente idénticos. S11 y S22 tienen algunas diferencias significativas como la gran resonancia en S22 alrededor de 18 GHz que está ausente en S11.

Aquí es donde me gustaría ofrecerte mi primer poco de conocimiento adicional. No solo mires la magnitud de los parámetros S en dB; mira la fase. Calcula la fase con:

También necesitarás desenrollar la fase. Desenrollar la fase simplemente significa añadir o restar 2 x PI cada vez que la fase cambia por 2 x PI, para que la fase parezca una línea recta. La gráfica abajo a la izquierda está enrollada, y la derecha está desenrollada.

La fase puede responder algunas preguntas:

1. ¿Hay suficientes datos para llevar esto al dominio temporal?
2. ¿Son válidos estos datos en toda la banda de frecuencia medida?¿Cuál es el retraso de esta estructura?
3. Vamos a tomar estos uno por uno.

¿Hay suficientes datos para llevar esto al dominio temporal?

Para responder a todas estas preguntas, examinaremos el parámetro de transmisión, S21. La fase debería moverse de manera monótona con una pendiente negativa desde DC hasta la frecuencia más alta disponible. Eso significa que hay más de un punto entre los cambios de -pi a pi antes de desenrollar. Si hay un punto o menos entre cambios, ocurre algo llamado aliasing cuando realizas la conversión de frecuencia a tiempo. Cuando estos parámetros S se convierten al dominio del tiempo, los datos parecen más cortos de lo usual o incluso no causales (información antes de t=0). La información en el dominio del tiempo básicamente no se puede usar en estos escenarios. En estos casos, la fase desenrollada tiene una pendiente positiva desde DC hasta la frecuencia más alta, y tengo un ejemplo de esto a continuación en la figura x. Para solucionar este problema, mide los parámetros S con un paso de frecuencia más pequeño. En general, un parámetro S con paso de 10 MHz nunca tendrá este problema.

¿Son válidos estos datos en toda la banda de frecuencia medida?

Vamos a ver algunos datos medidos para responder a esta pregunta.

Los datos de la izquierda están en decibelios, y la derecha muestra la fase desplegada. Puedes ver en la pérdida de inserción, los datos se vuelven difusos alrededor de 15 GHz, pero la pérdida de retorno parece estar bien. Si observas la fase, comienza teniendo una pendiente negativa, lo cual es bueno. Luego, alrededor de 16 GHz, puedes ver que la pendiente se vuelve cero. Esto se debe a que los parámetros S están en el piso de ruido del VNA, y el VNA ya no puede adquirir la fase. Cuando la pendiente se vuelve 0 de esta manera, los parámetros S son inválidos. No siempre es posible solucionar esto. Los VNA tienen un piso de ruido de aproximadamente 80 a 110 dB dependiendo de la configuración del ancho de banda IF (menor ancho de banda IF, menor piso de ruido). Los VNA de dominio temporal tienen un piso de ruido más cercano a -40dB.

¿Cuál es el Retardo de la Estructura?

Los ingenieros de integridad de señal suelen medir el retraso en el dominio temporal con una respuesta escalonada. Miden el cruce del 50% de la entrada escalonada desde un TDR. Luego miden el cruce del 50% de la salida que ha pasado a través del dispositivo bajo prueba. Hay modificaciones populares a este método, como tomar la derivada de las respuestas escalonadas y medir el retraso de cada pico en lugar del cruce del 50%. También está el método de medir el cruce en un voltaje fijo en lugar de la amplitud relativa del escalón. Finalmente, también podrías medir en un cruce diferente, como el punto del 5%.

Todo esto es bueno, pero hay algunas cosas que pueden mejorar. Primero es la idea de usar diferentes equipos de prueba para la medición de retraso. Sería mejor si solo se necesitara uno, y dado que sabemos que el VNA tiene un piso de ruido más bajo, el VNA es el dispositivo de medición obvio de elección. Segundo es la consistencia de laboratorio a laboratorio. Los VNA son fácilmente capaces de planos de referencia trazables a NIST con una calibración de Corto-Abierto-Carga y Desconocido-Através. La calibración del TDR no es trazable a NIST, y esto hace que la correlación de laboratorio a laboratorio sea bastante difícil. Finalmente, está la transferencia de datos. Los datos digitales en el dominio del tiempo no tienen un formato estándar y usualmente se comparten con una hoja de cálculo de Excel. Los datos del VNA tienen muchos formatos estándar que incluyen el archivo touchstone ubicuo. Prácticamente todas las herramientas de EDA aceptan un archivo touchstone, y tener este formato disponible hace que la comunicación sea mucho más fácil. Entonces, usemos un VNA y averigüemos cómo obtener un retraso desde allí.

El primer método consiste en hacer lo mismo que hace el TDR con una conversión de frecuencia a tiempo. Hay algunas ventajas en esto. Primero, puedes integrar la función de transferencia para obtener la respuesta al escalón. De esta manera, no es necesario medir el escalón de entrada primero, y solo tienes un retraso que medir en lugar de dos. El argumento en contra de este enfoque es que habrá menos puntos disponibles de la conversión de frecuencia a tiempo, y tendrás demasiada incertidumbre. Este es un punto razonable, pero la pendiente de la respuesta al escalón a través de un canal es tan consistente que es bastante simple interpolar al picosegundo más cercano. La pendiente del escalón no varía mucho, y es bastante simple obtener datos interpolados precisos.

Respuesta al Escalón	Ampliado

Rojo son los datos brutos, y Azul es interpolado con el método spline. Los cursores de datos son los puntos discretos alrededor del cruce del 50% de los datos brutos.

Puedes decir, "Sí, eso está muy bien, pero no sé cómo hacer una conversión de frecuencia a tiempo o interpolar". Bueno, aquí es donde el VNA es aún mejor porque no necesitas hacerlo. Si volvemos a mirar la fase, podemos aplicar una fórmula simple para obtener el retraso.

Lo genial de esta ecuación es que obtienes el retraso en nanosegundos simplemente dividiendo por la frecuencia en gigahercios.

Primero, observe que tracé el eje y en la misma escala que el eje x en el gráfico de respuesta al escalón. En la respuesta al escalón, el retraso no es tan consistente como en el método del dominio de frecuencia. De 10 GHz a 50 GHz, el retraso es básicamente el mismo. Eso hace que este método sea muy consistente entre laboratorios. Lo siguiente que hay que notar es el retraso a 25 GHz, como se muestra, es un poco diferente al de la respuesta al escalón. Eso se debe a que el retraso del 50% se encuentra en algún lugar de las bajas frecuencias de este gráfico donde la fase cambia rápidamente con cada punto. Esta es, nuevamente, otra razón por la cual el método de respuesta al escalón es algo poco fiable para la correlación de laboratorio a laboratorio. También me gusta que puedas elegir un punto de frecuencia para usar en lugar de un cruce, lo cual es mucho menos ambiguo, y no hay necesidad de interpolación.

Calcular el Desfase Rápidamente y Fácilmente

Al depurar canales, la desviación (skew) es una de las primeras cosas a verificar. La desviación es la diferencia de retraso en los lados positivo y negativo de una línea de transmisión diferencial. Cuando las líneas de transmisión están acopladas de manera laxa, este truco puede permitirte calcular la desviación muy rápidamente. Primero, convierte los parámetros S unilaterales a conversión de modo. Otra forma de decirlo es de S a SCD. Luego, traza los datos SCD21 en dB y encuentra el primer mínimo.

¡Toma el inverso de la frecuencia y eso es la desviación! Veamos cómo esto se alinea con el método de retraso discutido anteriormente.

Retraso de la línea 1: 1.38482356955646ns
Retraso de la línea 2: 1.42117027815264ns
Diferencia en retrasos (desviación): 0.0363467085961828ns
Desviación calculada desde SCD21: 1/27.52 = 0.0363372093023256ns
Error: 9.49929385720555e-06ns (prácticamente cero)

Este truco generalmente solo funciona cuando la desviación es relativamente grande (>50 ps).

¿Qué te está diciendo el modo común?

El modo común es un parámetro a menudo descuidado. Surge durante las discusiones sobre interferencia electromagnética (EMI) para ayudar a encontrar fugas dentro de una línea de transmisión. Sin embargo, el modo común puede ayudarte a entender lo que estás observando, cómo funciona la estructura y dónde puedes esperar problemas.

Primero, veamos el modo común en el dominio de la frecuencia. Aquí, quieres comparar la pérdida de inserción en modo común con la pérdida de inserción diferencial. Esto compara qué tan bien se está comportando la ruta de retorno de la señal en comparación con la señal solamente. Si observamos un par diferencial en stripline de esta manera, puedes ver que el modo común y el modo diferencial se comportan de manera similar. Esperaría este tipo de comportamiento también en el cable twin-axial.

Cuando se coloca un interconector en el canal, las cosas comienzan a verse diferentes. El modo común comienza a desviarse de la pérdida de inserción. En este caso, es cerca de 20 GHz, y esperaría ver un aumento de la radiación o diafonía en frecuencias donde esta desviación está presente.

Otro lugar donde mirar está en la impedancia. La impedancia en modo común se referencia a 25 ohmios. Cuando la impedancia es menor que 25 ohmios, es probable que la señal esté completamente desacoplada, y la impedancia de la línea de transmisión diferencial sea menor que 100 ohmios. Este es un escenario bastante típico en sistemas porque a muchos integradores les gusta usar pares diferenciales “ligeramente acoplados” para ayudar con la mitigación de desfases.  Cuando la impedancia es alta, el acoplamiento dentro del par ha aumentado. Esto también podría indicar dónde el tierra está comenzando a ser insuficiente. Se pueden esperar impedancias entre 25 ohmios y 28 ohmios en striplines acoplados (ver la figura abajo) y pueden ser tan altas como 32 ohmios en cables axiales gemelos. Las impedancias de modo común de interconexión pueden ser relativamente altas. Por ejemplo, se sabe que los conectores QSFP tienen una impedancia de modo común cerca de 50 ohmios. Esto no es un problema para la mayoría de los sistemas, y al hacer análisis, saber este comportamiento te ayuda a entender dónde en la interconexión estás mirando mientras buscas problemas.

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