Analiza eksperta zmierzonych parametrów S

Wprowadzenie

Istnieje wiele poradników na temat analizy parametrów S. Tematy zazwyczaj obejmują sposób identyfikacji map portów, jak wyglądają straty wtrąceniowe i straty zwrotne, oraz jak różne parametry S prezentują się w dziedzinie czasu. Dla początkujących jest to bardzo cenne. Tutaj, krótko wyjaśnimy te tematy i dodamy kilka dodatkowych technik analizy do wykorzystania podczas eksploracji danych parametrów S.

Krótki przegląd parametrów S

Parametry S są w zasadzie funkcjami przenoszenia. Możesz pomnożyć bodziec w dziedzinie częstotliwości, jak impuls, przez parametry S i otrzymasz odpowiedź tego impulsu po przejściu przez kanał reprezentowany przez parametry S. Kanał może być kanałem pasywnym, jak kabel, lub aktywnym, jak CTLE.

Więc podstawową ideą jest to, że parametry S są używane do zrozumienia, co stanie się z twoim sygnałem po tym, jak przejdzie przez to czarne pudełko. W dwuportowych parametrach S, S21 i S12 to straty wstawienia lub parametry transmisji, i powinny być mniej więcej takie same. S11 i S22 to straty zwrotne lub parametry odbicia. Mogą być unikalne, jeśli urządzenie nie jest symetryczne. Zazwyczaj są one wykreślane w decybelach napięcia.

Gdzie, A to twój wejściowy parametr S: S21, S11, itd.

W tym przykładzie, S21 i S12 są praktycznie identyczne. S11 i S22 mają pewne znaczące różnice, jak duży rezonans w S22 około 18 GHz, którego nie ma w S11.

To jest moment, w którym chciałbym przekazać ci moją pierwszą porcję dodatkowej wiedzy. Nie patrz tylko na wielkość parametrów S w dB; spójrz na fazę. Oblicz fazę za pomocą:

Będziesz również musiał rozwinąć fazę. Rozwijanie fazy po prostu oznacza dodanie lub odjęcie 2 x PI za każdym razem, gdy faza przesuwa się o 2 x PI, tak aby faza wyglądała jak prosta linia. Wykres poniżej po lewej jest zawinięty, a po prawej rozwinięty.

Faza może odpowiedzieć na kilka pytań:

1. Czy jest wystarczająco dużo danych, aby przenieść to do dziedziny czasu?
2. Czy te dane są ważne na całym zmierzonym paśmie częstotliwości?
3. Jakie jest opóźnienie tej struktury?

Przeanalizujmy to krok po kroku.

Czy jest wystarczająco dużo danych, aby przenieść to do dziedziny czasu?

Aby odpowiedzieć na wszystkie te pytania, przyjrzymy się parametrowi transmisyjnemu, S21. Faza powinna monotonnie zmniejszać się z ujemnym nachyleniem od DC do najwyższej dostępnej częstotliwości. Oznacza to, że między przesunięciami od -pi do pi przed rozwinięciem musi być więcej niż jeden punkt. Jeśli jest jeden punkt lub mniej między przesunięciami, występuje coś, co nazywa się aliasingiem, gdy wykonuje się konwersję z częstotliwości na czas. Gdy te parametry S są konwertowane na dziedzinę czasu, dane wyglądają na krótsze niż zwykle lub nawet nieprzyczynowe (informacje przed t=0). Informacje w dziedzinie czasu są w tych scenariuszach praktycznie bezużyteczne. W tych przypadkach, rozwinięta faza ma dodatnie nachylenie od DC do najwyższej częstotliwości, i mam przykład tego poniżej na rysunku x. Aby rozwiązać ten problem, należy mierzyć parametry S z mniejszym krokiem częstotliwości. Ogólnie, parametr S z krokiem 10 MHz nigdy nie będzie miał tego problemu.

Czy te dane są ważne na całym zmierzonym paśmie częstotliwości?

Przyjrzyjmy się niektórym zmierzonym danym, aby odpowiedzieć na to pytanie.

Dane po lewej stronie są w decybelach, a po prawej jest rozpakowana faza. Można zauważyć, że w przypadku straty wstawienia, dane stają się niejasne w okolicach 15 GHz, ale strata zwrotna wygląda na dobrą. Jeśli spojrzeć na fazę, zaczyna się ona od ujemnego nachylenia, co jest pozytywne. Następnie, w okolicach 16 GHz, widać, że nachylenie staje się zerowe. Dzieje się tak, ponieważ parametry S znajdują się na poziomie szumu podłogowego analizatora sieci wektorowych (VNA), i VNA nie może już dalej akwizować fazy. Gdy nachylenie staje się 0 w ten sposób, parametry S są nieważne. Nie zawsze jest możliwe naprawienie tego. VNA mają poziom szumu około 80 do 110 dB w zależności od ustawienia szerokości pasma IF (niższa szerokość pasma IF, niższy poziom szumu). Analizatory sieci wektorowych w dziedzinie czasu mają poziom szumu bliższy -40dB.

Jakie jest opóźnienie struktury?

Inżynierowie zajmujący się integralnością sygnału zazwyczaj mierzą opóźnienie w dziedzinie czasu, używając odpowiedzi skokowej. Mierzą przecięcie na poziomie 50% kroku wejściowego z TDR. Następnie mierzą przecięcie na poziomie 50% na wyjściu, które przeszło przez urządzenie poddane testowi. Istnieją popularne modyfikacje tej metody, takie jak branie pochodnej z odpowiedzi skokowych i mierzenie opóźnienia każdego szczytu zamiast przecięcia na poziomie 50%. Istnieje również metoda mierzenia przecięcia przy stałym napięciu zamiast względnej amplitudy kroku. Wreszcie, można również mierzyć w innym punkcie przecięcia, takim jak punkt 5%.

Wszystkie te rozwiązania są dobre, ale jest kilka rzeczy, które mogą być lepsze. Po pierwsze, pomysł użycia różnych urządzeń pomiarowych do mierzenia opóźnień. Lepiej byłoby, gdyby potrzebne było tylko jedno, a ponieważ wiemy, że VNA ma niższy poziom szumów, VNA jest oczywistym urządzeniem pomiarowym pierwszego wyboru. Po drugie, spójność pomiarów między laboratoriami. VNA są łatwo zdolne do uzyskania śladów referencyjnych zgodnych z NIST za pomocą kalibracji Short-Open-Load i Unknown-Thru. Kalibracja TDR nie jest śledzona przez NIST, co sprawia, że korelacja między laboratoriami jest dość trudna. Wreszcie, jest kwestia transferu danych. Dane cyfrowe w dziedzinie czasu nie mają standardowego formatu i zazwyczaj są udostępniane za pomocą arkusza kalkulacyjnego Excel. Dane VNA mają wiele standardowych formatów, w tym wszechobecny plik touchstone. Praktycznie wszystkie narzędzia EDA akceptują plik touchstone, a posiadanie tego formatu ułatwia komunikację. Więc użyjmy VNA i zobaczmy, jak stamtąd uzyskać opóźnienie.

Pierwszą metodą jest zrobienie tego samego, co robi TDR, czyli konwersja częstotliwości na czas. Ta metoda ma kilka zalet. Po pierwsze, można zintegrować funkcję przejścia, aby uzyskać odpowiedź skokową. W ten sposób nie ma potrzeby najpierw mierzenia skoku wejściowego, i mierzy się tylko jedno opóźnienie zamiast dwóch. Argument przeciwko tej metodzie jest taki, że z konwersji częstotliwości na czas dostępnych będzie mniej punktów, co może prowadzić do większej niepewności. Jest to rozsądny punkt, ale nachylenie odpowiedzi skokowej przez kanał jest tak spójne, że interpolacja do najbliższej pikosekundy jest dość prosta. Nachylenie skoku nie zmienia się wiele, i dość łatwo jest uzyskać dokładne dane interpolowane.

Odpowiedź Skokowa	Powiększenie

Czerwony to dane surowe, a Niebieski to dane zinterpolowane metodą spline. Kursory danych to dyskretne punkty wokół przecięcia 50% z danych surowych.

Możesz powiedzieć: „Tak, to świetnie, ale nie wiem, jak przeprowadzić konwersję częstotliwości na czas lub interpolować”. Cóż, tutaj VNA jest jeszcze lepszy, ponieważ nie musisz tego robić. Jeśli ponownie spojrzymy na fazę, możemy zastosować prosty wzór, aby uzyskać opóźnienie.

To, co jest świetne w tym równaniu, to fakt, że otrzymujesz opóźnienie w nanosekundach, po prostu dzieląc przez częstotliwość w gigahercach.

Najpierw zauważ, że skalę osi y naniosłem w tej samej skali co oś x na wykresie odpowiedzi skokowej. W odpowiedzi skokowej opóźnienie nie jest niemal tak spójne jak w metodzie dziedziny częstotliwości. Od 10 GHz do 50 GHz opóźnienie jest praktycznie takie samo. To sprawia, że ta metoda jest bardzo spójna między laboratoriami. Kolejną rzeczą, którą warto zauważyć, jest opóźnienie przy 25 GHz, jak pokazano, jest trochę inne niż w przypadku odpowiedzi skokowej. Dzieje się tak, ponieważ opóźnienie 50% znajduje się gdzieś na niskich częstotliwościach tego wykresu, gdzie faza szybko zmienia się przy każdym punkcie. Jest to kolejny powód, dla którego metoda odpowiedzi skokowej jest nieco niezawodna dla korelacji między laboratoriami. Podoba mi się również, że można wybrać punkt częstotliwości zamiast przecięcia, co jest znacznie mniej dwuznaczne, i nie ma potrzeby interpolacji.

Obliczanie skosu szybko i łatwo

Podczas debugowania kanałów, jedną z pierwszych rzeczy do sprawdzenia jest skośność (skew). Skośność to różnica opóźnień między dodatnią a ujemną stroną różnicowej linii transmisyjnej. Gdy linie transmisyjne są luźno sprzężone, ten trik pozwala szybko obliczyć skośność. Najpierw przekształć jednostronne parametry S na konwersję trybu. Innymi słowy, z S na SCD. Następnie wykreśl dane SCD21 w dB i znajdź pierwsze minimum.

Weź odwrotność częstotliwości, a to będzie skośność! Zobaczmy, jak to się ma do metody opóźnienia omówionej wcześniej.

Opóźnienie linii 1: 1,38482356955646ns
Opóźnienie linii 2: 1,42117027815264ns
Różnica w opóźnieniach (skośność): 0,0363467085961828ns
Skośność obliczona z SCD21: 1/27,52 = 0,0363372093023256ns
Błąd: 9,49929385720555e-06ns (praktycznie zero)

Ten trik zazwyczaj działa tylko, gdy skośność jest stosunkowo duża (>50 ps).

Co mówi Ci tryb wspólny?

Tryb wspólny to często zaniedbywany parametr. Pojawia się on podczas dyskusji na temat zakłóceń elektromagnetycznych (EMI), aby pomóc znaleźć wycieki w linii transmisyjnej. Jednak tryb wspólny może pomóc zrozumieć, na co patrzymy, jak działa struktura i gdzie można spodziewać się problemów.

Najpierw przyjrzyjmy się trybowi wspólnemu w dziedzinie częstotliwości. Tutaj chcesz porównać stratę wstawienia trybu wspólnego do straty wstawienia różnicowego. Porównuje to, jak dobrze ścieżka zwrotna sygnału zachowuje się w porównaniu tylko do sygnału. Jeśli spojrzymy na parę różnicową stripline w ten sposób, można zauważyć, że tryb wspólny i tryb różnicowy zachowują się podobnie. Spodziewałbym się tego typu zachowania również w kablu dwuosiowym.

Gdy interkonekt jest umieszczony w kanale, rzeczy zaczynają wyglądać inaczej. Tryb wspólny zaczyna odbiegać od straty wstawienia. W tym przypadku jest to blisko 20 GHz, i spodziewałbym się zobaczyć zwiększone promieniowanie lub przeplot na częstotliwościach, gdzie ta odchyłka jest obecna.

Innym miejscem, na które warto zwrócić uwagę, jest impedancja. Impedancja wspólnego trybu jest odniesiona do 25 omów. Gdy impedancja jest niższa niż 25 omów, sygnał prawdopodobnie jest całkowicie rozłączony, a impedancja linii transmisyjnej różnicowej jest niższa niż 100 omów. Jest to dość typowy scenariusz w systemach, ponieważ wielu integratorów lubi używać par różnicowych „luźno sprzężonych” w celu pomocy w łagodzeniu skosów.  Gdy impedancja jest wysoka, sprzężenie wewnątrz pary wzrosło. Może to również wskazywać, gdzie zaczyna brakować masy. Impedancje między 25 omami a 28 omami można oczekiwać w sprzężonych linii paskowych (patrz poniższy rysunek) i mogą być tak wysokie jak 32 omy w kablu bliźniaczym osiowym. Impedancje wspólnego trybu połączeń mogą być stosunkowo wysokie. Na przykład złącza QSFP są znane z tego, że mają impedancję wspólnego trybu bliską 50 omom. Dla większości systemów nie jest to problem, a podczas analizy, wiedza o tym zachowaniu pomaga zrozumieć, gdzie w połączeniu szukasz, gdy poszukujesz problemów.

Czy chciałbyś dowiedzieć się więcej o tym, jak Altium może pomóc Ci w następnym projekcie PCB? Porozmawiaj z ekspertem w Altium.