Expertenanalyse von gemessenen S-Parametern

Einführung

Es gibt viele Anleitungen zur S-Parameter-Analyse. Die Themen umfassen in der Regel, wie man Port-Zuordnungen identifiziert, wie Einfügungsdämpfung und Rückflussdämpfung aussehen und wie die verschiedenen S-Parameter im Zeitbereich aussehen. Für Anfänger ist dies sehr wertvoll. Hier werden wir diese Themen kurz erläutern und einige zusätzliche Analysetechniken hinzufügen, die beim Data-Mining von S-Parametern verwendet werden können.

Kurzübersicht über S-Parameter

S-Parameter sind im Grunde Übertragungsfunktionen. Man kann einen Stimulus im Frequenzbereich, wie einen Impuls, mit den S-Parametern multiplizieren und erhält die Antwort dieses Impulses, nachdem er durch den Kanal gegangen ist, der durch die S-Parameter repräsentiert wird. Der Kanal könnte ein passiver Kanal wie ein Kabel oder ein aktiver Kanal wie ein CTLE sein.

Also, die grundlegende Idee ist, dass S-Parameter verwendet werden, um ein Verständnis dafür zu bekommen, was mit Ihrem Signal passieren wird, nachdem Sie es durch diese Black Box geschickt haben. Bei Zwei-Port-S-Parametern sind S21 und S12 Einfügungsdämpfungs- oder Übertragungsparameter, und sie sollten ungefähr gleich sein. S11 und S22 sind die Rückflussdämpfungs- oder Reflexionsparameter. Diese können einzigartig sein, wenn das Gerät nicht symmetrisch ist. Diese werden typischerweise in Spannungs-dB geplottet.

Wobei A Ihr Eingangs-S-Parameter ist: S21, S11, usw.

In diesem Beispiel sind S21 und S12 praktisch identisch. S11 und S22 weisen einige signifikante Unterschiede auf, wie die große Resonanz in S22 um 18 GHz, die in S11 fehlt.

Hier möchte ich mein erstes Stück zusätzliches Wissen mit Ihnen teilen. Schauen Sie nicht nur auf die Größe der S-Parameter in dB; betrachten Sie die Phase. Berechnen Sie die Phase mit:

Sie müssen auch die Phase entfalten. Das Entfalten der Phase bedeutet einfach, 2 x PI zu addieren oder zu subtrahieren, jedes Mal wenn sich die Phase um 2 x PI verschiebt, sodass die Phase wie eine gerade Linie aussieht. Das unten links gezeigte Diagramm ist gewickelt, und das rechts ist entfaltet.

Die Phase kann einige Fragen beantworten:

1. Gibt es genügend Daten, um dies in den Zeitbereich zu überführen?
2. Ist diese Daten über den gesamten gemessenen Frequenzbereich gültig?
3. Wie groß ist die Verzögerung dieser Struktur?

Lassen Sie uns diese nacheinander angehen.

Gibt es genügend Daten, um dies in den Zeitbereich zu überführen?

Um all diese Fragen zu beantworten, werden wir uns den Übertragungsparameter, S21, anschauen. Die Phase sollte monoton mit einer negativen Steigung von Gleichstrom bis zur höchsten verfügbaren Frequenz verlaufen. Das bedeutet, dass es mehr als einen Punkt zwischen den Verschiebungen von -pi zu pi vor dem Entfalten gibt. Wenn es einen Punkt oder weniger zwischen den Verschiebungen gibt, tritt etwas auf, das als Aliasing bezeichnet wird, wenn Sie die Umwandlung von Frequenz in Zeit durchführen. Wenn diese S-Parameter in den Zeitbereich umgewandelt werden, erscheinen die Daten kürzer als üblich oder sogar nicht-kausal (Informationen vor t=0). Die Informationen im Zeitbereich sind in diesen Szenarien im Grunde unbrauchbar. In diesen Fällen hat die entfaltete Phase eine positive Steigung von Gleichstrom bis zur höchsten Frequenz, und ich habe ein Beispiel dafür unten in Abbildung x. Um dieses Problem zu beheben, messen Sie die S-Parameter mit einem kleineren Frequenzschritt. Im Allgemeinen wird ein S-Parameter mit einem 10 MHz Schritt nie dieses Problem haben.

Ist diese Daten gültig über den gesamten gemessenen Frequenzbereich?

Lassen Sie uns einige gemessene Daten betrachten, um diese Frage zu beantworten.

Die Daten auf der linken Seite sind in Dezibel, und rechts ist die entfaltete Phase. Man kann sehen, dass die Einfügedämpfung um 15 GHz herum unscharf wird, aber der Rückflussverlust sieht in Ordnung aus. Wenn man sich die Phase anschaut, beginnt sie mit einer negativen Steigung, was gut ist. Dann sieht man bei etwa 16 GHz, dass die Steigung null wird. Dies liegt daran, dass die S-Parameter auf dem Rauschboden des VNA liegen und das VNA die Phase nicht mehr erfassen kann. Wenn die Steigung so auf 0 wird, sind die S-Parameter ungültig. Es ist nicht immer möglich, dies zu beheben. VNAs haben einen Rauschboden von etwa 80 bis 110 dB, abhängig von der Einstellung der IF-Bandbreite (niedrigere IF-Bandbreite, niedrigerer Rauschboden). Zeitbereichs-VNAs haben einen Rauschboden, der näher an -40dB liegt.

Was ist die Verzögerung der Struktur?

Signalintegritätsingenieure messen üblicherweise die Verzögerung im Zeitbereich mit einer Sprungantwort. Sie messen das 50%-Kreuzen des Eingangssprungs von einem TDR. Dann messen sie das 50%-Kreuzen des Ausgangs, der durch das zu testende Gerät gegangen ist. Es gibt beliebte Modifikationen dieser Methode, wie das Ableiten der Sprungantworten und das Messen der Verzögerung jedes Peaks anstelle des 50%-Kreuzens. Es gibt auch die Methode, das Kreuzen bei einer festen Spannung anstelle der relativen Amplitude des Sprungs zu messen. Schließlich könnte man auch bei einem anderen Kreuzungspunkt messen, wie zum Beispiel beim 5%-Punkt.

All diese sind gut, aber es gibt ein paar Dinge, die besser sein könnten. Erstens ist die Idee, verschiedene Testgeräte für die Verzögerungsmessung zu verwenden. Es wäre besser, wenn nur eines benötigt würde, und da wir wissen, dass das VNA eine niedrigere Rauschuntergrenze hat, ist das VNA offensichtlich das Messgerät der Wahl. Zweitens ist die Konsistenz von Labor zu Labor. VNA’s sind leicht in der Lage, NIST-rückführbare Referenzebenen mit einer Short-Open-Load und Unknown-Thru-Kalibrierung zu erreichen. Die Kalibrierung des TDR ist nicht NIST-rückführbar, und das macht die Korrelation von Labor zu Labor ziemlich schwierig. Schließlich gibt es den Datentransfer. Zeitdomänen-Digitaldaten haben kein Standardformat und werden üblicherweise mit einer Excel-Tabelle geteilt. VNA-Daten haben viele Standardformate, die die allgegenwärtige Touchstone-Datei einschließen. Praktisch alle EDA-Tools akzeptieren eine Touchstone-Datei, und dieses Format verfügbar zu haben, erleichtert die Kommunikation erheblich. Also, verwenden wir ein VNA und finden heraus, wie wir von dort eine Verzögerung bekommen können.

Die erste Methode besteht darin, dasselbe zu tun, was das TDR mit einer Frequenz-Zeit-Umrechnung macht. Dies hat einige Vorteile. Zuerst können Sie die Übertragungsfunktion integrieren, um die Sprungantwort zu erhalten. Auf diese Weise müssen Sie den Eingangssprung nicht zuerst messen, und Sie haben nur eine Verzögerung zu messen statt zwei. Das Argument gegen diesen Ansatz ist, dass es weniger Punkte aus der Frequenz-Zeit-Umrechnung geben wird und Sie zu viel Unsicherheit haben werden. Dies ist ein vernünftiger Punkt, aber die Steigung der Sprungantwort durch einen Kanal ist so konsistent, dass es ganz einfach ist, auf die nächste Pikosekunde zu interpolieren. Die Steigung des Sprungs variiert nicht viel, und es ist ganz einfach, genaue interpolierte Daten zu erhalten.

Sprungantwort	Vergrößert

Rot sind die Rohdaten, und Blau ist mit der Spline-Methode interpoliert. Die Datenzeiger sind die diskreten Punkte um den 50%-Übergang aus den Rohdaten.

Sie könnten sagen: „Ja, das ist großartig, aber ich weiß nicht, wie ich eine Frequenz-Zeit-Umwandlung oder Interpolation durchführen soll.“ Nun, hier ist das VNA noch besser, denn das müssen Sie nicht. Wenn wir uns erneut die Phase anschauen, können wir eine einfache Formel anwenden, um die Verzögerung zu erhalten.

Das Tolle an dieser Gleichung ist, dass Sie die Verzögerung in Nanosekunden erhalten, indem Sie einfach durch die Frequenz in Gigahertz teilen.

Zuerst ist zu bemerken, dass ich die y-Achse im selben Maßstab wie die x-Achse im Schrittantwort-Diagramm gezeichnet habe. Bei der Schrittantwort ist die Verzögerung bei weitem nicht so konsistent wie bei der Methode im Frequenzbereich. Von 10 GHz bis 50 GHz ist die Verzögerung im Grunde genommen gleich. Das macht diese Methode zwischen verschiedenen Laboren sehr konsistent. Das nächste, was zu bemerken ist, ist die Verzögerung bei 25 GHz, wie gezeigt, die ein wenig anders ist als die der Schrittantwort. Das liegt daran, dass die 50%-Verzögerung irgendwo bei den niedrigen Frequenzen dieses Diagramms gefunden wird, wo sich die Phase mit jedem Punkt schnell ändert. Das ist wiederum ein weiterer Grund, warum die Schrittantwortmethode für die Korrelation von Labor zu Labor etwas unzuverlässig ist. Mir gefällt auch, dass man einen Frequenzpunkt anstelle eines Übergangs wählen kann, was viel weniger mehrdeutig ist, und es besteht keine Notwendigkeit für eine Interpolation.

Verzögerung schnell und einfach berechnen

Beim Debuggen von Kanälen ist Skew eines der ersten Dinge, die überprüft werden sollten. Skew ist die Verzögerungsdifferenz zwischen den positiven und negativen Seiten einer differentiellen Übertragungsleitung. Wenn Übertragungsleitungen lose gekoppelt sind, kann dieser Trick es Ihnen ermöglichen, Skew sehr schnell zu berechnen. Zuerst konvertieren Sie die einseitigen S-Parameter in Modus-Umwandlung. Eine andere Art, dies zu sagen, ist S zu SCD. Dann plotten Sie die SCD21-Daten in dB und finden das erste Minimum.

Nehmen Sie den Kehrwert der Frequenz und das ist der Skew! Lassen Sie uns sehen, wie dies mit der zuvor besprochenen Verzögerungsmethode übereinstimmt.

Verzögerung von Leitung 1: 1,38482356955646ns
Verzögerung von Leitung 2: 1,42117027815264ns
Unterschied in den Verzögerungen (Skew): 0,0363467085961828ns
Skew berechnet aus SCD21: 1/27,52 = 0,0363372093023256ns
Fehler: 9,49929385720555e-06ns (praktisch null)

Dieser Trick funktioniert normalerweise nur, wenn der Skew relativ groß ist (>50 ps).

Was sagt Ihnen der Gleichtaktmodus?

Der Gleichtakt ist ein oft vernachlässigter Parameter. Er kommt bei Diskussionen über elektromagnetische Interferenzen (EMI) zur Sprache, um Lecks innerhalb einer Übertragungsleitung zu finden. Der Gleichtakt kann Ihnen jedoch helfen zu verstehen, was Sie sehen, wie die Struktur funktioniert und wo Sie Probleme erwarten können.

Zuerst schauen wir uns den Gleichtakt im Frequenzbereich an. Hier möchten Sie den Gleichtakt-Einfügungsverlust mit dem differentiellen Einfügungsverlust vergleichen. Dies vergleicht, wie gut der Signalrückweg im Vergleich zum Signal allein funktioniert. Wenn wir uns ein stripline differentielles Paar auf diese Weise anschauen, können Sie sehen, dass sich der Gleichtakt und der differentielle Modus ähnlich verhalten. Ich würde dieses Verhalten auch bei Zwillingsaxialkabeln erwarten.

Wenn eine Verbindung in den Kanal eingesetzt wird, beginnen die Dinge anders auszusehen. Der Gleichtakt beginnt, vom Einfügungsverlust abzuweichen. In diesem Fall liegt es nahe 20 GHz, und ich würde erwarten, bei Frequenzen, bei denen diese Abweichung vorhanden ist, erhöhte Strahlung oder Übersprechen zu sehen.

Ein weiterer Blickpunkt ist die Impedanz. Die Common-Mode-Impedanz bezieht sich auf 25 Ohm. Wenn die Impedanz niedriger als 25 Ohm ist, ist das Signal wahrscheinlich vollständig entkoppelt, und die Impedanz der differentiellen Übertragungsleitung liegt unter 100 Ohm. Dies ist ein ziemlich typisches Szenario in Systemen, da viele Integratoren gerne „locker gekoppelte“ differentielle Paare verwenden, um die Skew-Minderung zu unterstützen. Wenn die Impedanz hoch ist, hat die Kopplung innerhalb des Paares zugenommen. Es könnte auch darauf hinweisen, wo der Boden zu verhungern beginnt. Impedanzen zwischen 25 Ohm und 28 Ohm können in gekoppelten Streifenleitungen erwartet werden (siehe die Abbildung unten) und können in Zwillingsaxialkabeln bis zu 32 Ohm hoch sein. Die Common-Mode-Impedanzen von Verbindungen können relativ hoch sein. QSFP-Steckverbinder sind beispielsweise dafür bekannt, eine Common-Mode-Impedanz nahe 50 Ohm zu haben. Dies ist für die meisten Systeme kein Problem, und wenn Sie Analysen durchführen, hilft Ihnen das Wissen über dieses Verhalten zu verstehen, wo Sie in der Verbindung suchen, während Sie nach Problemen suchen.

Möchten Sie mehr darüber erfahren, wie Altium Ihnen bei Ihrem nächsten PCB-Design helfen kann? Sprechen Sie mit einem Experten bei Altium.