この一連の記事では、電子プロジェクトで使用する可能性のある主なタイプの電力レギュレータとコンバータの設計と実装について見ていきます。私がメンターを務める大学院生に、これらのタイプごとにデモンストレーションするための一連の要件を与え、その結果をここに記録しました。同じ演習を行い、できれば同じ結果を得られるようにしてください。
次のスイッチングレギュレータは、学生向けのスイッチングレギュレータシリーズの最後です。私の大学院生の設計要件は、電源が必要な出力よりも高いか低いかにかかわらず、安定した出力電圧を維持できるようにすることでした。言い換えれば、供給電圧をステップアップおよびステップダウンして、負荷装置に安定した供給出力を提供できるようにする必要があります。このタイプのスイッチングレギュレータは、特にバッテリー駆動のデバイスや、設定された条件や必要な運用モードに応じて複数の異なる電源間で切り替えるデバイスにとって非常に便利です。
この設計に対する私の要件は次のとおりでした:
このステップアップおよびステップダウン操作を1つのレギュレーターを使用して達成するために使用できるいくつかのトポロジーがあります。この記事では、以下について議論します:
バックブーストコンバーターは、ブーストコンバーターとバックコンバーターの機能を1つの回路で使用するタイプのスイッチングモード電源です。ステップアップ回路とステップダウン回路の組み合わせにより、入力供給電圧の広い範囲にわたって安定した出力電圧を提供できます。また、ブーストコンバーターとバックコンバーターは非常に似たコンポーネントを使用しており、必要なコンバータータイプに応じて単純に再配置されます。
上記の図では、両方のトポロジーの類似点を見ることができます。また、同じインダクターを両方のトポロジーに使用できます:
上記の図に示されている組み合わせたブーストバックコンバータートポロジーでは、オシレーター、PWM、およびフィードバックコントローラーである制御ユニットが、ブーストコンバーター操作とバックコンバーター操作の間で選択できる能力を持っていることがわかります。
バックコンバータモードでは、トランジスタスイッチTR2がオフになり、トランジスタスイッチTR1は、コントローラのデータシートに記載されているように、高周波数を使用して正方形波PWMコントローラによってONとOFFが切り替えられます。
トランジスタスイッチTR1がONの場合、電流がインダクタLを通り、その磁場をエネルギー化し、その後出力キャパシタCと出力負荷を充電します。ショットキーダイオードD1は、そのカソードに正の電圧が存在することによってOFFになります。
トランジスタスイッチTR1がOFFの場合、インダクタLはその磁場が崩壊する間、電流源となり、逆起電力を生成し、インダクタLを通る電圧の極性を逆転させます。これによりショットキーダイオードD1がONになり、ショットキーダイオードD2を通じて出力負荷に電流が流れます。
ブーストコンバータモードでは、トランジスタスイッチTR1がONになり、トランジスタスイッチTR2は四角波PWMコントローラーによってONとOFFが切り替えられます。トランジスタスイッチTR2がONの時、入力電流はインダクタLとトランジスタスイッチTR2を通って負の電源端子(グラウンド)へと流れ、インダクタLの磁場をエネルギーで満たします。このサイクルのフェーズでは、ショットキーダイオードD2は導通できません。なぜならそのアノードはTR2トランジスタスイッチによって導通経路が提供されているグラウンド端子の電圧で保持されているからです。
この期間中、出力負荷は完全に前のサイクルで充電されたコンデンサCによって保持された電荷によって供給されます。
トランジスタスイッチTR2がOFFの時、インダクタLはエネルギーを帯び、コンデンサCは部分的に放電されます。このサイクルのフェーズでは、インダクタLは逆起電力を生成します。起電力のエネルギーは、トランジスタスイッチTR2がONとOFFに切り替わる時の電流の変化率と、インダクタンスの両方に依存します。
この時点で、インダクタLを通る極性が反転し、逆起電力電圧が入力電圧に加算されるため、入力電圧よりも高くなるか、少なくとも入力電圧と等しくなります。ショットキーダイオードD2がONに切り替わり、そのため回路は出力負荷に供給し、トランジスタスイッチTR2がONになる次のサイクルフェーズに備えて、キャパシタCを充電します。
入力と出力の間の伝達関数は次のように表現できます:
SEPIC、またはSingle Ended Primary Inductor Converterは、ステップダウン、ステップアップ、または電源と等しい電圧を出力負荷に供給できるタイプのコンバータです。SEPICコンバータのトポロジーは通常、ブーストコンバータと反転ブーストバックコンバータに基づいています。このタイプのコンバータは、その効率と信頼性のため、バッテリーアプリケーションで人気があります。
トランジスタスイッチS1がONの場合、電流はインダクタL1を通って流れ、L2を通る電流は負になります。L1を通るエネルギーは入力源から来ます。ダイオードD1がONで、キャパシタC1が電力を供給し、インダクタL2を通る電流の振幅を増加させます。これにより、その磁場に蓄えられるエネルギーが増加し、電流はキャパシタC2から供給されます。
トランジスタスイッチS1がOFFの場合、キャパシタC1を通る電流はインダクタL1を通る電流と等しくなります。インダクタは瞬時の電流変化を許さないため、インダクタL2を通る電流は依然として負の方向になります。したがって、トランジスタスイッチS1がOFFの場合、出力負荷への電力はインダクタL1とL2から供給されます。この期間中、キャパシタC1はインダクタL1によって充電されます。
入力と出力の間の伝達関数は次のように表現できます:
Ćukコンバータ(「2つのインダクタを使用する反転コンバータ」とも呼ばれる)は、フライバックトポロジーを持つ反転SEPICコンバータです。このコンバータは、昇圧および降圧操作が可能であるという点で、このリストの他のコンバータと似ています。トランジスタスイッチが開いたときに、コンバータによって使用されるエネルギーはキャパシタに転送されます。これは、Ćukコンバータ回路において主要なエネルギー貯蔵要素がキャパシタであることを意味しており、これはインダクタが主要なエネルギー貯蔵要素である他のほとんどのスイッチング電源トポロジーとは異なります。
このトポロジーは、2つの別々のインダクタまたはカップルドインダクタと呼ばれる単一のコンポーネントのいずれかを使用します。
Ćukコンバータは、2つのインダクタ、2つのキャパシタ、トランジスタスイッチ、およびダイオードで構成されています。このコンバータは反転型であり、出力電圧は入力電圧に対して負です。
コンデンサC1は、高周波エネルギーを伝達するために使用されます。これは、並列トランジスタスイッチとダイオードの間のĆukコンバータの入力と出力に交互に接続されます。2つのインダクタ、L1とL2は、電圧入力源Eと電圧出力源Uを電流源に変換するために使用されます。短時間で、インダクタは一定の電流を維持できるため、電流源として考えることができます。出力コンデンサC2を電流源(インダクタ)で充電することは、抵抗性電流制限とそれに伴うエネルギー損失を防ぐ方法です。
Ćukコンバータは、連続電流モード、不連続電流モード、および不連続電圧モードで動作することができます。
入力と出力の間の伝達関数は次のように表現できます:
フライバックコンバータは、入力電圧を昇圧または降圧できる絶縁型DC-DCスイッチングコンバータです。このコンバータは、出力を入力から分離するために絶縁を使用します。分割インダクタは、この絶縁のためのトランスフォーマーを形成するために使用されます。
フライバックDC-DCコンバータのトポロジーは、ブーストバックコンバータのトポロジーと非常に似ていることがわかります。違いは、インダクタの代わりにトランスフォーマーが使用されている点です。これらのコンバータタイプの動作原理も非常に似ています。
スイッチがONの場合、トランスフォーマーの一次コイルが入力電圧源に接続されます。これにより、一次コイルの電流の流れが増加し、一次コイルの周りの磁場がトランスフォーマーにエネルギーを蓄えます。二次コイルに誘導される電圧は負であり、これはダイオードが逆バイアスされていることを意味し、出力キャパシタが出力負荷に供給します。
スイッチがOFFの場合、一次コイルの電流は減少し、磁場は減少します。二次コイルの電圧は正であり、順方向バイアスされたダイオードを通じて電流が流れ、キャパシタと出力負荷にエネルギーを供給します。
入力と出力の間の伝達関数は次のように表現できます:
電圧を昇圧および降圧できる他のタイプのスイッチングDC-DC電源もありますが、これらの議論は別の機会に譲ります。
このタスクに対して私の大学院生が選んだトポロジーは、ブーストバックコンバータでした。しかし、私たちが議論した他のトポロジーも同様にこのタスクに必要な操作を実行できるので、これらの異なるトポロジーで実験してみることができます。最初は無意味に思えるかもしれませんが、異なるトポロジーで実験を行い、同じ結果を得ようとするこれらの演習は、電源に関する知識と理解を大幅に高めるでしょう。何よりも、デバイスやアプリケーションに電源を選択する必要がある仕事や大学/専門学校の課題に直面した場合に、有利になるでしょう。
私の大学院生が選んだICは、テキサス・インスツルメンツのTPS63000で、平均的な価格のデバイスであり、調整可能な正の出力電圧を持ち、ステップダウンモードで1.2 Aの出力電流、ステップアップモードの操作で800 mAの出力電流を維持する能力があります。
このICは、必要な負荷(最大200 mA)での低価格、良好な入手可能性、高効率、比較的安価で簡単なコンポーネントの積層、そしてシンプルなPCBレイアウトのために選ばれました。
このICは、主にポータブルな電池駆動デバイス、特に2つまたは3つのセルのアルカリ、NiCd、NiMH、または単一セルのリチウムポリマーまたはリチウムイオン電池で駆動されるデバイス向けに設計されています。
このICレギュレータは、Mouser、Digi-Key、Farnell、Arrow、Vertical、RS Componentsなどのほとんどの電子部品ディストリビューターから購入することができます。
TPS63000は、調整可能な出力電圧を持つTPS6300XシリーズのDC-DCブーストバックレギュレータの一つです。このシリーズの他の2つのデバイスは、固定出力電圧が3.3Vと5Vです。私たちは、提供する柔軟性のために、調整可能な電圧バリアントを選択しました。わずかな計算といくつかのコンポーネントの変更で、レギュレータは簡単に3.3V出力から5V出力へ、またその逆へと変換することができます。
このレギュレータICには、デバイス有効(EN)、アンダーボルテージロックアウト、過熱保護、および省電力モード機能が備わっています。
デバイスの有効化(またはEN)機能により、レギュレータの制御が可能で、必要に応じてシャットダウンできます。この機能は専用のENピンを使用し、レギュレータの動作が有効なときにはピンを高く引き上げ、レギュレータをシャットダウンする必要があるときには引き下げます。この機能は、MCU、監視またはスーパーバイザデバイス、または単純なトランジスタやロジックゲートを使用して制御できます。
アンダーボルテージロックアウトは、入力供給電圧がレギュレータのしきい値電圧より低い場合にレギュレータの起動を防ぎます。この機能により、入力供給電圧が限界外の場合の不正なレギュレータ動作を防ぎます。入力供給電圧が限界内である場合、レギュレータは自動的に再起動します。
過熱保護機能により、内部で感知された温度が設定されたしきい値を超えると、レギュレータが自動的にシャットダウンし、ICおよび回路の残りの部分を保護します。
省電力モードは専用のPS/SYNCピンを使用します。このピンを高く引き上げると省電力モードが無効になり、引き下げると有効になります。このピンにクロック信号を接続することで、周波数同期を実装できます。
回路設計と必要なコンポーネントは、デバイスのデータシートで推奨されていたため、設計は複雑ではありませんでした。
通常の最初のステップとして、データシートに記載された以下の式を使用して出力電圧を3.3Vに設定しました:
すべての変数の値はデータシートで見つけることができます。フィードバック電圧VFBは約500mVで、必要な出力電圧VOUTは3.3Vです。抵抗R2は500kΩ未満であるべきなので、始めに選ばれた値は200kΩでした。
最初に計算されたR1の値は1.12MΩでした。便宜上、この値は1MΩに変更され、この値を使用すると、R2の計算値は178kΩになります。
データシートでは、より安定したフィードバックを提供し、制御性能を向上させるために、R2と並列に追加のフィードフォワードキャパシタCffを追加することも推奨されています。フィードフォワードキャパシタを計算するための式もデータシートに記載されています:
したがって、この方程式を使用して、計算されたキャパシタの値は2.2pFでした。
データシートにはいくつかのインダクタの推奨も含まれていますが、私の大学院生のエンジニアは、独自にインダクタを計算して選択することにしました。必要な式もデータシートに記載されていました:
まず、ブーストモードのデューティサイクルが計算されました:
これはブースト動作のデューティサイクルであるため、使用される入力電圧Vinの値は、コンバータがアプリケーションで動作する最低動作電圧であるべきです。この場合、それは3.0Vです。出力電圧Voutは3.3Vです。
さて、ブーストモードのデューティサイクルを計算したので、他の変数は以下の通りです:
コンバータのスイッチング周波数f = 2.5 MHz
インダクタの値は計算の過程で変更されることがありますが、データシートの回路設計で推奨されていた2.2 uHの値から始めます。
出力電流は、誤差の余地を十分に確保するために300 mAに選択されました。
コンバータの効率は0.94に選択されました。これは、データシートのグラフに提供されている効率曲線から読み取られました:
グラフから読み取った値はおおよそのものですが、エンジニアリングではすべての電子設計がマージンとおおよその値の使用に基づいているため、おおよその値を使用することを恐れないでください。
これらの値を使用して計算されたピークインダクタ電流は次のとおりです:
村田製作所が製造したLQH31CN2R2M03Lインダクタが選ばれました。そのインダクタンスは2.2 uH、定格電流は430 mAで、SMD 1206と同じ小さなサイズを持っています。
データシートの推奨に基づく入力キャパシタは少なくとも4.7 uFでなければならず、出力キャパシタの値は少なくとも15 uFでなければなりません。しかし、これらの値は推奨値を上回ることができ、これにより入力および出力の電圧リップルが減少します。私の大学院生は、このアプリケーションに入力用に10 uFのキャパシタを、出力用に10 uFと22 uFのキャパシタを2つ使用することを選択しました。
VINA制御供給ピンのための追加のRCローパスフィルタもあります。抵抗器とキャパシタのRCフィルタ値はデータシートから取得されました。
今回選ばれたコネクタは、Molexから入手可能なストリップ端子台でした。
これらのコネクタははんだ付けが簡単で、どこでも簡単に入手できるメスヘッダーワイヤーと使用でき、200 mAの電流を楽に扱うことができます。
これらの選択肢は、TPS63000 DC-DCブーストバックレギュレータの設計回路図につながります:
この演習のためのPCBデザインもかなりシンプルでした。データシートからの推奨事項が取り入れられ、最小限の設計変更のみが必要でした。
コンポーネントの配置は初めにデータシートの推奨に従って行われました:
電源グラウンドPGNDと制御回路グラウンドGNDの2つの別々のグラウンドがあり、これらはNet Tieコンポーネントで接続されており、Net TieはGNDピンの近くの下部に配置されました:
PCBレイアウトの次のステップは、トレースを手動でルーティングすることでした。この技術により、PCB内の電流の流れをより簡単に制御でき、多くの詳細を示すことができます。
PCB設計における熱設計の考慮事項は、設計が200 mA出力電流アプリケーション向けに形成されたため、非常に厳格ではありませんでした。レギュレータICの最大電力散逸は、データシートで次のように計算されました:
3.3 Vで200 mAの出力で電力散逸を計算し、約90%の効率から生じる散逸損失を含めると、次のようになります:
入力トレースと出力トレースには広いポリゴンが使用され、上部と下部にはグラウンドプレーンが配置されました。これらはアプリケーションに十分以上であると評価されました。
次に、電力ポリゴンが追加されました:
最後に、上層と下層にグラウンドプレーンが追加されました:
現代の電子ガジェットの多くのアプリケーションでは、単一のレギュレータで電圧をステップアップおよびステップダウンする組み合わせた能力が必要です。これは、特にバッテリーアプリケーションにとって必要であり、バッテリー電圧は放電中に減少する傾向があります。他のアプリケーションには、スーパーキャパシターや、通常はバッテリーを使用していますが、バッテリーを充電するためにUSB電源に接続されたときに切り替えるレギュレーターなどがあります。
昇圧および降圧電圧レギュレータに利用可能ないくつかの異なるトポロジーについて議論しました。これには、非絶縁型のブーストバックコンバータ、SEPICコンバータ、Ćukコンバータ、および絶縁型フライバックコンバータが含まれます。どれを選ぶべきかは、アプリケーション、予算、回路や運用上の困難、利用可能性、その他多くの側面に依存します。異なるトポロジーを使用してアプリケーションを実験することは、それらについての知識を深めるための素晴らしいアイデアです。そのようなレギュレータを必要とする回路を設計するよう求められる時が来るかもしれません。その場合、すべてを試してみた経験があれば、これらのトポロジーの中から選択するのがより簡単になります。
このアプリケーションのコンポーネント設計は、データシートにはっきりとした説明、推奨事項、およびガイドラインが含まれていたため、複雑ではありませんでした。しかし、他の状況では、昇圧および降圧レギュレータの回路設計が非常に複雑な回路を必要とすることがあり、多くの計算と慎重なコンポーネント選択を伴うことがあります。他のトポロジーでは、回路の複雑さと設計の実装コストを増加させる傾向のあるより多くの誘導コンポーネントの使用を必要とすることもあります。
このコンバーターのPCB設計も、データシートがレイアウトの推奨を提供していたため、比較的簡単であることがわかりました。これは容易に適応できました。しかし、より高い負荷電流を持つアプリケーションでは、より複雑な熱管理要件のためにPCB設計が非常に複雑になる可能性があります。また、より高い電流要件を持つアプリケーションでは、EMI効果を考慮する必要があります。
私のプロジェクトの多くの設計ファイルは、オープンソースのMITライセンスの下で公開されています。GitHubで見つけることができます。商業プロジェクトであっても、これらの回路やプロジェクトを自由に使用することができます。私たちが話し合ったデバイスの詳細は、私の大規模なオープンソースのAltium Designer Libraryで見つけることができます。また、このライブラリに含まれるさまざまなコンポーネントの詳細もここで見つけることができます。