モード変換のガイド、その原因と解決策

差動ペアは、受信機での適切な終端と共通モードノイズの抑制を目的として、そのインピーダンスと長さのマッチング許容度について最もよく議論されます。ボード間接続やカスケード伝送線配置などの相互接続では、時々見落とされがちな重要なEMCコンプライアンス指標があります。これはモード変換であり、差動および共通モード信号伝送のSパラメータ測定で視覚化できます。

「モード変換」という用語は、特に波が二つの媒体間の界面を横切って伝播する際に屈折する光学の文脈で最もよく議論されます。ここでは、波が真の非偏光（TEM）波から部分的または完全に偏光した波に変わることがあります。電子設計、特に高速相互接続設計では、信号が受信機で読み取り、解釈できるように、モード変換はある値以下に制限されなければなりません。この記事では、高速設計におけるモード変換の短い概要と、一般的な差動標準からのいくつかの例を見ていきます。

モード変換の概要

用語「モード変換」とは、差動信号を共通モード信号に変換することを指します。これは少し単純化しすぎるかもしれません。差動信号に含まれる全ての電力が共通モードに変換されるわけではありません。代わりに、変換された信号の一部は周波数領域に渡って広がり、特定のタイプのSパラメータ測定で観測されます。本質的に、差動信号は共通モード信号に変換される際にいくらかのエネルギーを失っており、信号の大部分が共通モードに変換されてしまうと、差動信号は回復不可能になるかもしれません。

モード変換とそれによる共通モードノイズについて、なぜ気にする必要があるのか疑問に思うかもしれません。差動受信機は共通モードノイズを排除しないのでしょうか？これには二つの考慮すべき回答があります：

• 共通モード電流は共通モード放射EMI（双極子放射）を引き起こし、それが非常に強い場合、放射試験での失敗を引き起こす可能性があります。これはエッジレートの間に起こり、印刷された差動ペア/コネクターやケーブルを介した高速信号伝送中に強い放射が発生します。
• 受信機は受信する共通モードノイズの大部分を抑制できますが、すべてを抑制することはできません。したがって、共通モード電流は制限されるべきです。再び、これはエッジレートの間に重要です。モード変換が高いとき、信号の共通モード部分は受信機が確実に抑制できるものよりもはるかに強力かもしれません。

混合モードSパラメータ

モード変換は、混合モードSパラメータを使用して数学的に記述されます。これらのSパラメータは、入力差動信号のSパラメータと結果として生じる共通モードノイズを単一の行列に混合します。同様に、この行列は、任意の入力共通モード信号（またはノイズ）と出力で見られる結果の差動モード信号のSパラメータも記述します。混合モードSパラメータ行列の定義は次のとおりです：

ここで、「D」は差動信号を、「C」は共通モード信号を指します。添字の数字は通常の意味を持ち、差動ペア接続のポート1と2を指します。

ここには16のパラメータがありますが、実際にはこれらすべてが使用されるわけではありません。必要な特定のパラメータは、行列内のパラメータ命名を解読することによって決定できます：

つまり、差動ペアのポート1に差動信号のみが与えられた場合に、ポート2で見られる共通モードノイズの量を決定したい場合、その量は積(SCD21)(a1d)に等しいです。これらの測定されたSパラメータを使用して、受信機に伝達される共通モードまたは差動モードの電力の量、またはケーブルに乗せられる量を決定することができます。

モード変換の限界

この共通モード信号がどれほど多いと多すぎるのか？答えは、I/Oからケーブルに伝播する共通モードノイズが非常に少なくても、EMCの失敗を引き起こす可能性があるということです。特定の電流は周波数の関数であり、取り組んでいる特定の標準に依存します。例えば、FCCクラスAおよびクラスBの製品はCISPR製品とは異なる限界を持ちます。下の表は、FCCクラスAおよびクラスBの製品に対するこれらの限界をまとめたものです（データをまとめた故ヘンリー・オットに感謝します）。

FCCクラスAおよびクラスB製品のケーブリングにおける共通モード電流の制限。
* 伝導放射限界に基づく
** 放射放射限界に基づく

比較のために言うと、Ethernetや従来のLVDSでのデータ伝送に関わる電流はmAレベルであるため、許可されている共通モード電流は差動信号電流に比べて非常に低いレベルです。

信号標準の限界に関しては、標準と測定地点によって異なります。信号標準の限界はハードウェアの性能を定義するものであり、EMCテストに合格するために必要な放射限界を定義するものではありません。例えば、USB 3では、接続されたケーブルアセンブリ内のモード変換限界は指定された信号帯域全体で-20 dBであるため、全体のインターコネクトは多くの共通モードノイズを許容しても仕様通りに機能することができます。ただし、「仕様通りに機能する」とFCC/CISPRのコンプライアンスは必ずしも同じではありません。

モード変換の原因

PCB上のルーティングやケーブル内の配線における非対称性は、差動インターコネクトにおけるモード変換を引き起こします。これを別の方法で考えると、新たな共通モードノイズが発生するのではなく、非対称性がゼロクロッシングの到着をエッジに向かって遅らせるか、またはトレース上の2つの信号間で位相遅延を生じさせるということです。その結果、差動受信機が信号帯域全体で共通モードノイズを完全に抑制することがより困難になります。

副作用として、非対称性により、一方の導体にのみ存在する可能性があるノイズや、両方の導体に等しい大きさで完全に結合しないノイズがいくらか結合されることがあります。再び、共通モード電流は真に共通モードでない可能性があるため、完全にはキャンセルされず、受信信号にノイズが現れることがあります。

非対称性は以下の方法で生じます：

• 幾何学的な変動（長さまたは断面の不一致）
• 誘電率定数と伝搬定数、例えばファイバーウィーブ
• からのものインピーダンスの変動、上記の点や寄生成分による可能性がある
• 結合遅延セグメント、例えば差動サーペンタインルーティング（下の例を参照）
• アンバランスシステム（PCB上）からバランスシステム（ツイストペアワイヤー）への信号の注入

PCB上では、これはルーティング、材料の不均一性、またはグラウンドプレーンのギャップのような単純な不連続性に関連しています。疎結合差動ペアで。

これらの効果はそれぞれ異なる周波数範囲でモード変換を生み出し、Sパラメータデータで視覚化することができます。例えば、ファイバーウィーブと寄生容量の寄与は高周波で現れる一方、幾何学的な変動は広帯域のモード変換を生み出す可能性があります。これは周波数領域の測定であるため、モード変換を定量化するためにSパラメータ（差動信号と共通モード信号の強度を比較してdBで測定）を使用します。

モード変換測定の例

以下は、モード変換測定の基本的な例を示しています。特定のチャネルに対して、モード変換を定量化するために使用される2種類のSパラメータを定義します：

• 差動から共通モードへの変換（SCD21）：差動モードのテスト信号を入力し、共通モードの出力信号を測定します。
• 共通から差動モードへの変換（SDC21）：共通モードのテスト信号を入力し、差動モードの出力信号を測定します。

以下の例は、並列バス内の差動ペアを遅延させるために使用される蛇行ルーティングセクションによって周波数領域全体に作成されるモード変換を示しています。

Sパラメータを使用した解釈は理にかなっており、PCBやカスケード接続されたネットワーク（PCB + I/O + ケーブル + I/O + PCBタイプの相互接続を使用する場合）のチャネルに適用できます。この方法論は、コネクタがケーブルと同様の役割を果たすボード間コネクタにも適用されます。相互接続の構造に関係なく、重要な点は以下の通りです：

ジッター対モード変換

伝播時間の非対称性とモード変換がリンクしており、ジッターが非対称性を生じさせるため、モード変換の測定からジッターを予測できるかという疑問が合理的です。実際には、Sパラメータデータを使用して簡単な式でこれを行うことができます。基本的な関係は以下の通りです：

この方程式はトレース間のジッターを記述しており、重要なことを教えてくれます：ジッターはテスト周波数の関数です！上記の方程式の右辺（RHS）は周波数の関数であり、左辺（LHS）には角周波数が現れることに注意してください。各テスト周波数でのSパラメータデータを入力するだけで、その特定の周波数でのジッターを計算できます。差動ペアを扱っているので、通常、Tジッターを単位間隔（UI）の一部として量化します。これは、アイダイアグラムから読み取るものです。

例として、下に示されたグラフのようなケーブル測定で見ることができます。このグラフは、28 AWGツインアックスケーブルのモード変換測定を示しています。全体のスキューがケーブル長（予想通り）の関数であると同時に、周波数の関数でもあることがわかります。周波数成分は驚くかもしれませんが、モード変換による位相の不整合も周波数の関数であることを思い出せば、スキューについても同じことが期待されます。

持ち帰るべきこと：対称性を保つ

これは、差動ペアの両側間での長さの一致とルーティングの対称性が必要であることを示しています。私が「ルーティングの対称性」と書くとき、基本的な高速PCB設計ガイドラインでしばしば推奨される「密接な結合」を必ずしも意味するわけではありません。むしろ、以下を意味します：

• ペア内の各トレースの伝搬定数は、トレースが全距離にわたって隣り合っているかどうかに関わらず、ルートの長さ全体で同じであるべきです。
• 各トレースの単一端子インピーダンスは、トレースが全距離にわたって隣り合っているかどうかに関わらず、ルートの長さ全体で一貫しているべきです。
• インピーダンス/伝搬定数の変動（例えば、寄生容量によるもの）は、ペア内の両トレースに等しく現れるべきです。この領域での非対称性は、モード変換における主要な原因の一つとして知られています。

最後の点に関して、グラウンドビアがモード変換にどのように影響を与えるかを見るために、読者に推奨する素晴らしい記事があります：

• Jaze, A.; Archambeault, B.; Connor, S. 「差動信号ビアにおける非対称GNDビア構成による差動モードから共通モードへの変換。」In Compliance、2014年6月1日。

私が以前にも言及したように（他の専門家も同様に）、いわゆる「密結合」は差動信号伝送に必須ではありませんトレースが適切に設計されていれば、ただし、ノイズの観点からいくつかの利点をもたらします。また、近くにグラウンドプレーンがない場合に差動インピーダンス仕様を満たす唯一の方法でもあります。差動ペアをどのようにルーティングし、そのインピーダンスをどのように定義するかを慎重に考えることで、モード変換を防ぐのに役立ちます。これらの目標をすべて達成する最も簡単な方法は、強制的な対称性と密結合で全てをルーティングすることです。幸いなことに、現代のCADツールはこれを非常に簡単にします。

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